Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства. Под ред. Н.И.Чистякова (1986) (1095355), страница 18
Текст из файла (страница 18)
Пря массовом производстве обеспечивается хорошая воспроиэводимость характеристик и относительно низкая себестонмост«ь высокая надежность, стабильность характеристик. С учетом известной из физики аналогии явлений в механических и электрических резонансных цепях пьезоэлектрические или механические фильтры, образованные из ряда связанных резонаторов, обладают такими же свойствами, как и фильтры с электри- юб ческнми резонаторами; следовательно, они могут быть рассчита«ы на основе общей теории. Электрическая эквивалентная схема « , ге таких фильтров может быть представлена в виде рис.
3.34, гд 'хг — реактивные сопротивления связи между резонаторами. Найдем ток в и-м контуре, что нетрудно сделать применением теоремы об эквивалентном генераторе, Последовательно отключая цепи правее точек А А, затем В В н т. д., находим ЭДС эквивалентных генераторов как напряжение холостого хода между этими точками. Полное сопротивление «-го эквивалентного генератора. (слева от АА, ВВ и т. д). к« =-1 х;+ —.' ! 2«+ (г; — ! хй г« Нетрудно видеть, что второе слагаемое в правой части пред.
ставляет собой полное сопротивление, вносимое со стороны «-го контура в («+1)-й. Путем последовательного применения этой процедуры находим ток в последнем контуре: «э= Š— ]х, ]х, Х г ко« г,+ — ' 2з+ гт 22 + ХГ«гт ! (3.99]: .2 膫 + г„, + Х„э«'(го-г+ - ) Зная ток «„в последнем контуре, нетрудно найти напряжение на выходе фильтра. При последовательном перемножении дробей в знаменателе (3.99) от конца к началу дроби сокращаются и выражение приво- дится к виду Г„= (1'х, ]х, ... ]х„,) (г, г, ... г„+...), Из этого общего выражения нетрудно получить формулы для АЧХ н ФЧХ конкретных вариантов исполнения фильтров, Обычно для упрощения проектирования и выполнения фильтра контуры настроены на общую частоту !о. Допуская возможность небольших взаимных расстроек, примем г«=р («««+1(у+Ч)1, где.
р«=1/со«С«=ы««'-", с(« — затухание Рго контура; у='«(«о — '«о(«, Подставляя значения г; и заменяя )у=Ь, получаем 1„=х/(1" + Р2 1" ' +-.). (3.100)' Числитель х пропорционален произведению коэффициентов связи между резонаторами. Приравнивая знаменатель (3.100) нулю, находим комплексные в общем случае корни ~;= — 62+!Оп Они соответствуют корням характеристического уравнения при операторном анализе переходных процессов. Отрицательный знак перед действительной частью корня учитывает невозможность самовозбуждения нарастающих колебаний в пассивной цепи. Значения 0; могут быть и поло>кительными, и отрицательными.
В результате (3.100) можно представить в виде 1„— х (3.101) б2+ 1 (у О2) б, + ! (у — 02) б„+ 1 (у — Оо) Из (3.101) видно, что АЧХ и ФЧХ цепи на рис. 3.34 аналогичны соответствующим характеристикам цепи в виде последовательности одиночных резонансных контуров, имеющих в общем случае несколько разнящиеся резонансные частоты (взаимные расстройки соответству2от 8;) и затухания (соответству2от 62) пе связанных друг с другом колебательных контуров (например, разделенных транзисторами нли иными певзанмными элементами), Отсюда следует возможность получения одних и тех же характеристик полосового усилителя при любых сочетаниях входящих в него связанных и одиночных колебательных контуров или эквивалентных им устройств.
Напримср, одинаковые характеристики при и=2 можно получить, применяя в усилителе фильтр из двух связанных резонаторов либо два не связанных взаимно расстроенных контура (по одному в отдельных усилительных каскадах). В случае п=З одинаковые характеристики можно получить с трехкончурным фильтром либо с тремя несвязанными взаимно расстроенными контурами, либо (с учетом рассмотренного выше случая п=2) с одиночным контуром в одном каскаде и двухконтурным ,фильтром в другом. Получим модуль (3.101): 1„— )Г(уо+а уо — 1 з )2+(22ул — 1 ! у у1 — 2 1 12 илп иначе '1„— )/у2п ! ту2а-2 + + Положение экстремальных точек АЧХ найдем, приравнив ну.лю производную подкоренного выражения знаменателя и решив :полученное уравнение, которое будет иметь степень 2л †!.
Соответственно число действительных корней может быть равно или меньше 2л — 1. Поскольку при 1-«0 н 1-«оо, т. е. при у' †«оо, ток эз 1 падает до нуля, очевидно, что крайние экстремальные точки АЧХ, если они — не точки перегиба, должны быть максимумами. Следовательно, АЧХ при некоторых соотношениях параметров цепи может иметь в полосе пропускания л подъемов и л — 1 впадин. 3.!4. СТАБИЛЬНОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИК УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ Коэффициент усиления, полоса пропускания, форма частотной характеристики, фазовая характеристика могут изменяться нз-за влияния дестабилизирующих факторов. Изменение температуры и режима питания усилительных приборов приводят к изменению их входной и выходной проводимостей, крутизны и обратной проводимости, что вызывает изменения показателей усилителя.
Наибольшее влияние на настройку контуров, а следовательно, и на показатели усилителя оказывает непостоянство входной н выходной емкостей транзисторов, так как они входят в состав колебательных контуров, Полная емкость контура для одпокоптурных УПЧ С=С„+т' (С22+АС22)+из(С22+АС ); для двухконтурных УПЧ С, = С„, + т',(С„+ А С„); С, = С„, + из (С,„+ А С„), Отсюда изменения емкостей А С = т' А С„-1- и' Ь С„; А С, = т' А Сы; А С, = п' А Сии Коэффициенты т и л находят по заданному затуханию контуров и условию устойчивого усиления, как это сделано в 3 З.б. В двухконтурных усилителях входная и выходная емкости входят в разные контуры, поэтому их стабильность выше, чем однокоитурных.
Показатели стабильны, если АС/С(зПД2, где 2 — допустимый коэффициент нестабильности. Отсюда полная емкость контура УПЧ должна удовлетворять условию С) — —. бС 1 я 11 Прн выборе емкостей контуров нужяо учитывать следующие условия: для одпоконтурных усилителей С ) — — ' — т'С,— и ф— С„; для двухконтурных усилителей С ) — — — т ф— Смы бС2 1е С ) — — — и ф— С„„. бС к,. В усилителях с многоконтурным фильтром (рис. 3.34) емкости усилительных приборов влияют на настройку только крайних (первого н последнего) контуров. Поэтому характеристики усилителей с ФСС более стабильны, чем усилителей с включением тех же контуров в разных каскадах. Если есть запас по усилению, то емкости целесообразно увеличивать, так как это улучшает устойчивость характеристик. Изменение входной и выходной проводимостей приводит прежде всего к изменению полосы пропускания.
Она считается стабильной, если выполняются условия: для одноконтурных УПЧ АП,/б, =АП/П; для двухконту)зных УПЧ Лбэ!/6,!, .АОхг/Пэг~~ЛП/П. Здесь Аб,=пгтЮгг+и Ю!!', Аб,!=т~ббгг', АПэг=л~АП!!, ЛП/П вЂ” максимально допустимое относительное изменение поло.сы пропускания. Нестабильность крутизны приводит к изменению коэффициента усиления.
Для устранения ее используют температурную стабилизацию питания и отрвцательную обратнузо связь по переменному току. Этн меры позволяют также свести к минимуму влияние измене!!Ий гт!! и сггг. Действие внутренней обратной связи и меры борьбы с ней расемотрены в 5 3.4 — З.б. 3.15. ИНТЕГРАЛЬНОЕ ИСПОЛНЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ тельное число внешних навесных элементов: катушек нидуктнвностн н конденсаторов большой емкости, не допускающих интегрального исполнения. Усилители радио- н проне!пуганной частоты, построенные по гнбрвдной технологнм, оглнчаюзся хорошвмн температурными н частотнымв характеркстнкамн, малым уровнем шумов и высокой повторяемостью параметров. На малая степень интеграции пе позволяет оущественно снизить стонмасть устройств, поэтому применение гнбрндпой технологии предпочтнтельнее прн разработке вькокакачествеввых раднапрвемпых устройств, работающих в сложных условиях н выпускаемых малыми сериями.
Полупроводниковые модуля более надежны за счет мевьшето числа контактных соединений и атсугствня навесных элементов; более прочны вследствие меньшнх размеров элементов. Наиболее распространеннымп уннверсальнымн модулями в уонлнтельных трактах прнемпнков являются дифференциальные н операцнонные усилители, на выходе которых включают резонансные цепи нлн паласовые фильтры.
Текдепцня к ноключеаню неудобных для ннтегралынога наполневня катушек пндувтквностн н конденсаторов большой емкости вызвала ыптенснвную разработку бескатушечных активных фнльправ, которые постепенно вяедряютсн в приемную аппаратуру. Гл а в а 4 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ В щюшлом рапнааппаратура строилась на днакретных элементах. С 70 х гг.
ава разрабатывается по большей части на основе законченных функцнапальпых узлов в интегральном исполнении. /(остоинсгвамн интегральных модулей по сравнению с цепямн па дпскретных элементах явчяется высокая надежность пх, меньшая потребляемая мощность, мш!ьшне масса н габариты, арав!штельная простата монтахгпых к наладочных работ, а саогветствстгно к меньшая стонмость аппаратуры.
Зтн преимущества прнвелп к широкому внедрению модулей с высокой с~слепые ннтсграцнн, обьедння!ощнх в одном корпусе несколько функциональных узлов. Интегральное исполнение обеспечивает улучшение основных параметров аппаратуры. Появилась вазможность раэрабогхн сложных устройств, созданне которых на дискретных влемептах не было реальным по экономическим в техно.логическим прнчцнам. Интегральный модуль представляет собой функционально закопченный узел (уснлнтель, преобразователь частоты, детектор н т. и.) либо часть приемника, объеднняющую пескалька таких узлов (например, усилитель рапночастоты, усвлнтель промежуточной частоты н преобрааователь частоты в едином модуле).
Прн проектнроввнмн радноцрнемных ~устройств вначале примепялнсь гибридные интегральные модуля, построенные по традиционным схемам. И~нтегральвые усилители на основе гнбрыдпых модулей, как правнло, построены на основе и— — р — и-транзнсторпых каскадов, включенных по схемам с общим эмпттером клн тголлектором, с копальзоввннем днфференцвальвых каакадов н местных отрнцательных обратных связей, Из-за малой степенв интеграции требовалось зкачн- 4.1. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ГЕТЕРОДИННОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ Если приемник настроен на угловую частоту ш, то через его резонансные цепи проходит часть спектра напряжения, возбуждаемого электромагнитными волнами в антенне.
Биения спектральных составляющих этой части спектра образуют квазигармоиическое напряжение со сложно меняющейся частотой и фазой вида и= = (/(1) сов(со/+тр (/) ). Оно подобно модулированному сигналу или является им (если приемник настроен на сигнал и отсутствует помеха). Изменения амплитуды (/(1) и фазы гр(/) происходят с частотами биений, максимальная из которых равна максимальной разности частот, составляющих спектр, т. е. равна полосе пропускания П тракта, на выходе которого наблюдается выделенный спектр.
Если П значительно меньше частот колебаний, то эти изменения относительно медленны, что позволяет считать суммарное колебание квазигармоническим. Функция преобразователя частоты — сдвиг выделенного спектра по частоте без изменения его структуры и, следовательно, без изменения закона модуляции сигнала, образующего этот спектр 91 или в него входящего. Прн помощи гетеродина с угловой частотой в, и фазой »рг спектр преобразуется к виду и'= »» (>' (!) 'соз ((в". »- й'в„) 1+ а >» гг' »г + Р (!) ~ й Ч,). Ф При й)1 преобразование ча- стоты называется преобразовани- ~7 б' ~," ем на гармониках гетеродина или преобразованием порядка Ь Рис. 4.1 Рассмотрим в качестве приме- ра сигнал с простым спектром из составляющих !», ~г и !г (рис. 4.1,а); при этом частота гетеродина ), может быть ниже либо выше частот )„!г, !г и для этих двух случаев обозначается далее Г„и Г'„.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
