Книга: Методические указания

Распознанный текст из изображения:

Виг.зьи

к зов

министврство высювго и срвцивго . Нвцилльного

ОБРАЗОВАНИЯ СССР

МОСКОВСКИИ ррл а ЛБИИНАБ ьрл ОКтиврьСКОН РБВОЛЮЦНН

вниегкгичвскии инститрт

В. к. кАчАнОВ, А. и. ННТОлин

ТИПОВЫЕ КАСКАДЫ

ЭЛЕКТРОННЬБ УСИЛИТЕЛЕЙ .

И СХЕМ ПРЕОБРАЗОБАЫИЯ

НЛЕКТРИЧЕСИ1Х СИП1АЛОВ

Распознанный текст из изображения:

ф

бйка9б

к аз9

УДК 62!.375.4(0758) »рй(

Типовый каскады электронных усилителей н схем преобразования электрическпх сигналов. Качанов В. К., Пнтолин А. ИУПод ред. В. П. Попка.— Мл Моск. энерг. ии-т, 1985.— 76 с.

Изложены основы внвлаэв н расчете типовых каскадов, построенных нз различных электронных приборах. Рассмотрены асобенностк прнмене.

ннв тнпавмх каскадов в электроваых уснлвтелэх н скемэх преобрвзаввння электрнческах снтнэлав.

Посабае предназначено длв студентов старших курсов фзкультчтв электронной техники.

Рецензентм:

«эндвдет технических наук В И. Герелтэее,

кандидат техннческвх наук В В Мамонтов,

Чвндндзт техдязескнх наук В. П. Бошкатое

ссз Московский энергетнческмй институт, тйвб г.

ВВЕДЕНИЕ

Несмотря на большое разнообразие функциональных назначений и схем электронных устройств для усиления и пре. образования электрических сигналов, в основе их лежат типовые каскады. Современной элементной базой для построения типовых каскадов являются полевые и биполярные транзисторы и интегральные микросхемы. Из последних наиболее часто в устройствах широкого применения используются операционные усилители (ОУ), которые состоят, в свою очередь, нз нескольких типовых каскалов. Однако выполнение ОУ в виде отдельных малогабаритных изделий позволяет рассматривать их как электронные приборы с определенными характеристиками и использовать в качестве элементной базы при построении различных типовых каскадов.

Указанные обстоятельства предопределили особенности изложения материала данного пособия. В первой главе рассмотрены свойства простейших )7б-цепей, входящих в состав типовых каскадов. Во второй главе даны анализ и расчет простейших типовых каскадов — основных усилительных каскадов, построенных на биполярных и полевык транзисторах. В третьей главе дан анализ более сложных типовых каскадов, причем в качестве примеров таких каскадов рассматриваются отдельные каскады ОУ. В четвертой главе рассмот. репы схемотехника и свойства ОУ, особенности построения типовых каскадов на ОУ, а также некоторые применения таких каскадов в электронных устройствах преобразования сигналов.

Исходя из формального сходства схем включения различных электронных приборов в типовых каскадах, в пособии предложен единый формализованный подход к анализу и расчету типовых каскадов с использованием системы у-параметров электронных приборов.

Изложение материала пособия предполагает знакомство читателей с базовыми курсами «Теоретические основы электротехники» и «Радиотехника», а также с дисциплиной «Полупроводниковые приборы».

Распознанный текст из изображения:

лй

а

ь"

-1

и~, р и„,

Рве. 1.1

Рне. !.Х

Рас. !.В

(1.3)

!

~р= агс13 —.

етыф '

(14)

1. ПРОСТЕЙШИЕ йС-ЦЕПИ

Простейшими )1С-цепями, встречающимися в схемной электронике, являются диффереицирующая и интегрирующая цепи, а также их сочетание — полосовой фильтр.

!.1. дпффереицирующая )!С-цепь

нт передачи дифференцирующей )(С-цепи

Коэффнцие

(рис, 1.1) равен

ГГ чх !ейС 1

и,„!+!ейС !+!д т,„ф'

где~с„ф=)!С вЂ” постоянная времени )(С-цепи; е=йп! — угловая частота сигнала; ! — циклическая частота сигнала,

Выражение (1.1) можно представить в комплексном виде

Ух„ф=хх,ф е", (!.2)

где Т„ф — модуль коэффициента передачи йгС-цепи,

!

Тхиф

Ф'1+ (Пет,.ф!'

е — фазовый сдвиг выходного напряжения )ТС-цепи относи-

тельно входного:

На рис. 1.2, а и б показаны соответственно частотные характеристики коэффициента передачи — амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и фазового сдвига — фазочастотная характеристика (ФЧХ) дифференцирующей ПС-цепи. Из рисунков видно, что эта цепь пропускает без изменения высокочастотные сигналы, а на низких частотах происходит уменьшение выходного сигнала и сдвиг его по фазе относительно входного. Таким образом, дифференцирующая )3С- цепь является фильтром высоких частот.

На низких частотах при ета,ф» ! коэффициент передачи принимает вид

Ух ф Пата ф (1.5) Как известно, умножение на +! соответствует операции дифференцирования, именно поэтому рассматриваемая ЯС-цепь (рис. ! .1) называется дифференцирующей.

Нижняя граница полосы пропускания этой цепи — частота среза е. — определяется из условия, что на этой частоте ьюдуль коэффициента передачи уменьшается в !2 раз, т. е. у„,ф= 1!)12, откуда с учетом (1.3)

.=1)гс=()т,. (1.б)

На рис. 1.3 приведена пунктиром АЧХ дифференцирующей цепи в двойном логарифмическом масштабе. По оси абсцисс откладываетсЯ частота в декадах )а„=!2! () в геРцах), а по оси ординат в модуль коэффициента передачи в децибелах уха=2012Т АЧХ в таком масштабе называется логарнфми. ' ческой (ЛАЧХ). На нижних частотах она стремится к прямой, наклоненной к оси абсцисс под углом а=ага!220 ДБ(

Распознанный текст из изображения:

!

Тиет

!исаа

П.10)

а с ив

Рис 14

Ряс 15

Рис. 17

Рис. 1.6

(1.7)

(1.8)

/дек Действительна, при века„у фициента передачн прямо пропорпн нри увеличении частоты в 10 раз он ,,в 10 Раз, а в логайифмическом масштабе — иа 20 еЦфй(Г;,Чва декаду, на верхних частотах при а» а„у„„-! О зБчйгг::,Ф ЛАЧХ стРемитса н оси абсцисс. На частоте сРеза,— '„у'''к'йча =1(72=3 дБ. указанную ЛАЧХ часто представляют в нанй(в(.' двух отрезков прямых (сплошные линии на рис. 1 3) При этом'',, максимальная ошибка ЛАЧХ будет наблюдаться на частоте ' ' среза и составлять 3 дБ.

По формулам (1.3) и (1.4) можно построить амплитуднофазовую характеристику (АФХ) дифференцирующей цепи.

Эта характеристика представляет собой годограф вектора

у,э при изменении частоты сигнала от 0 до оо (рис. 1.4).

1.2. Интегрирующая )(С-цепь Коэффициент передачи интегрирующей ))С-цепи (рис. 1.3)

равен

и,„! -, !айС !+!ат...'

гле та„=)7С вЂ” постоянная времени.

Модуль коэффициента передачи и

фавовьгй сдвиг выходного напряжения

рассматриваемой цяпи равны

!

р

а Тиит

жру а, )~ ! + (ат„„,)'

.%— у= — агс18 ат„,. (1.9)

% — -„

О

з

~На рис. 1.О,а и б показаны АЧХ и

ФЧХ интегрирующей цепи, из которых

Рас. !.5 видно, что эта цепь пропускает без из-

менения низкочастотные сигналы, а на высоких частотахмроисходит уменншение выходного сигнала и сдвиг его по фазе относительно входного. Таким образом, интегрирующая цепь явл~яется фильтрам низких частот.

На высоких частотах прн ат„,» ! коэффициент передачи принимает вид

Как известна, деление на +! соответствует операции интегрирования, именно поэтому рассматриваемая )7С.цепь (рис. 1.3) называется интегрирующей.

Верхняя граница полосы пропускания этой цепи — частота среза а, — равна

а.=! 7)(С=1)тч,а (1.11)

На рнс. 1.7 приведена пунктиром ЛАЧХ интегрирующей цели. На нижних частотах она стремится к оси абсцисс, так

как при а Са, у„„,ж1=0 дБ. На частоте среза а=а. уаа =1Е2=3 дБ. На верхних частотах ЛАЧХ стремится к пря. мой, наклоненной к оси абсцисс под углом а ага!8 20дБ/дек, Рассмотренную ЛАЧХ часта аппроксимируют двумя отрезка. ми прямых (сплошные линии на рис. 1.7).

По формулам (1.8) и (1.9) можно построить АФХ интегри. рующей цепи (рис. 1.8).

1.3. Пассивный полосовой )(С.фильтр

Полосовой фильтр состоит из комбинации дифференцирующей и интегрирующей )(С.цепей (рис. 1.9). Коэффициент пе.

Распознанный текст из изображения:

П.!2)

аб

а

3

!)а

Рис. !.!!

Ряс. !2

(1.18)

Рис. !.!Е

Рке. ! 9

(1.19)

!

ф= — агс!н (етв — — ),

(1.14)

Редачн этого фильтра равен

! т—

и, с !+ — ' ф — 4!!вС,Н, — ) дт с, ~ ' с ю, !

1 в+1(мС,Р, — — )

еС,Я,г

На рнс. 1.!О,а п б приведены АЧХ и ФЧХ молосового фильтра, Х построенные согласно формулам:

вт

з !1.13! г+ (мт, — — )

Р

-'%

где т,=С, )Сз а — постоянная времени низких частот;

=- Ст Ю,!а — постоянная времени высоких частот.

Полоса частот, в пределах которой модуль коэффициента передачи фильтра Т)у УТ2, определяется нижней м, и верхней м, граничными частотами:

Ам=в,— мм м.=!Йм м,=1)т,. (1,13)

ЛАЧХ полосового фильтра, приведенную пунктиром на рес. 1.11, можно аппроксимировать тремя отрезками прямых (сплошные линии). Па формулам (1.13) н (!.14) нетрудно построить АФХ полосового фильтра (рис. 1.12).

На низких м~м, и высоких м>>ем частотах коэффициент передачи фильтра соответственно равен

г)а !)а

! Е !1)ет„' — 1 Ч- 1вт, '

На средних частотах существует частота квазнрезонанса

ее

!

'(1. 171

Ул,л.с,с. '

на которой коэффициент передачи полосового фильтра становится действительным и максимальным:

1 1

Т т~ а ! + Пбде+ СУС

Для случая, когда )(, =)гз=)7 и С,=С,= С;

! !

2. ОСНОВНЫЕ УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ

2.1. Схемы основных усыпительных каскадов

Основной составной частью любого усилителя является усилительный каскад, построенный обычно на основе управляемого нелинейного элемента (УНЭ). В качестве УНЭ в настоящее время в основном используются полевые (ПТ) и биполярные (БТ) транзисторы. Несмотря нв определенное различие в принципах работы этих транзисторов, общие закономерности построения на их основе схем каскадов и усилителей одинаковы, что приводит к формальной аналогии в методах их анализа н расчета.

Распознанный текст из изображения:

на рнс. 2.1, а и б приведены схемы наиболее'раэг(((псДР пенных усилительных каскадов на ПТ и БТ, в которых вход ной сигнал и,„ подается на затвор или базу, а выход!юй с"!" цал ц,„„ снимается соответственно со стока или коЛЛЕКЧ!)ра Такие каскады называются основными усилительными каЮФ дами (ОУК), их называют также каскадами с общим потоком (ОИ) или общим эмиттером (ОЭ), так как этот электрод является общим для входной и выходной цепей каскада. На рис. 2.1, а приведена обобщенная схема ОУК на управ- Рю Ф ~» сэ

г)

Рв*. х.! ляемом нелинейном элементе — электронном приборе (ЗП). В зависимости от назначения усилителя входным сигналом ОУК может считаться напряжение и„, ток г„ или мощность Р,„=ц„ !... а выходным сигналом — напряжение и,„„, ток г, „или мощность р.,=а,, г,, Если ОУК используется в усилителе напряжения, то его входным и выходным сигналами обычно считаются напряжения. Входное напряжение создается с помощью источника входного сигнала с ЭДС е„и внутренним сопротивлением 2„,:и„=е.,— 1„2... (рис. 2.1,в). Обычно сопротивление источника питания Е переменному току близко к нулю, т. е. шина питания считается, зазеыдеццой по переменному сигналу, Поэтому для переменного сигнала со стороны выхода ОУК может быть представлен в виде схемы рис. 2.1,«, из которой видно, что выходное напряжение ОУК создается выходным током на параллельном соединении рези. сторон )( и 2.: и,,=1,„„.()с((Л„). Выходной ток, а следовательно, и выходное напряжение управляются с помощью вход. ного напряжения. Амплитуда выходного напрнжения ОУК !о

должна быть больше амплитуды входкого, при этом происходит усиление напряжения в ОУК за сует исжодьдпвднди элвргии псхочц л пдхашш Е.

Если входной сигнал отсутствует, то ОУК находится в так называемом «режиме покоя», При наличии входного сигнала ОУК находится в «режиме усиления», который цри переменном входном сигнале иногда называют «динамическим» режимом. Для получения определенных рабочих параметров ОУК, т. е. определенного режима усиления, необходимо обеспечивать вполне определенный режим покоя ОУК (см. ниже).

Для анализа и расчета приведенных на рис. 2.1 схем, как и других электронных схем, содержащих управляемые и не. управляемые нелинейные элементы, следует применять известные методы нелинейной электротехники: графический, графоаналитический, аналитический и другие.

Наиболее часто ОУК работает в режиме малого входного сигнала. В этом случае для анализа или расчета ОУК обычно применяется графоаналитический метод. При этом анализ или расчет режима покоя ОУК производится графическим методом с использованием семейств входных и выходных характеристик транзисторов, а динамического режима — аналитическим методом с использованием системы малосигнальиых параметров транзисторов.

Проведем для иллюстрации сначала анализ, а затем расчет с помощью графоаналитического метода простейших схем ОУК на ПТ и БТ (рис. 2.2,а и б), считая, что на входе ОУК

иа,

Рхс З.х действует источник синусоидального напряжения е,.= =Е ыпм! с чисто активным внутренним сопротивлением 2„,=к.,ч а сопротивление нагрузки бесконечно: 2„=оо, Определенный начальный режим ОУК на ПТ (или БТ) обеспе-

Распознанный текст из изображения:

чивается с помощью источников питания Е, н Е, (иля Ея) 'Ре зистора )4, (или )4 ) в цепи стока (или «оллектора) уровцсто' ра Е, (или делителя Р, — )(з) Иногда резистор Ез в дйвите ле не ставится, т. е. Ез= оо. Конденсаторы с, и с, 'выиопви ют двоякую роль. По постоянному сигналу они являются.разделительными и обеспечивают независимость начального режима ОУК от источнииа сигнала и нагрузки. По переменному тону конденсаторы С~ и Сз осуществляют «связь» входа ОУК с источником сигнала и выхода ОУК с нагрузкой.

Для определенности возьмем в качестве полевого транзистор с управляющим р — Л-переходом и каналом п.типа, а в качестве биполярного — транзистор типа и — р — л. Для транзисторов других гтипов особенности построения схем ОУК, их анализа и расчета будут определены в соответствующих местах пособия,

2.2. Анализ режима покоя ОУК

Анализ режима покоя ОУК заключается в нахождении постоянных токов и напряжений в заданной схеме ОУК при отсутствии входного сигнала (лля ПТ вЂ” Пани) ()сяз', 1са) лля БТ вЂ” ()~; 1ы; Прея! 1„,).

Для принятой схемы включения (с общим истоком или змиттером) транзисторов в ОУК входными характеристиками их являются: для ПТ вЂ” зависимости г.="((язв) при посто. явных значениях напряжения ()ся (рис. 2.3,а); для БТ вЂ” за-

зи„', -Лз а иж ц)

Рзс. 23 висимости ),=Дню) при ()ю=сопз! (рис. 2.3,б). Выходными характеристиками являются; для ПТ вЂ” зависимости =1(пса) при ()хи=сопя! (рис. 2.4,а); для БТ вЂ” зависимости )к=)(икз) при ()~=сопя! (рис. 2.4, б). Обычно в ОУК ПТ работает при Озз(0, при этом входной ток практически ра. )2

вен нулю, т. е. )зФ((и и) В схемах ОУК иа БТ при напряжениях 0 ) (! — 2) В все входные характеристики практиче. ски сливаются (рис. 2.3,б).

Анализ режима покоя ОУК производится для его входной и выходной цепей. В

з с

1гэ Рг па д

иы=-Ъ, л О Псы Рс им

бг Йо а) б)

Рис. 24

Режим покоя входной цепи ОУК на ПТ (0заз) 1зз) при отсутствии входного така определяется проста: 1м=б; ()зиз= =Ез(б.

Режим покоя входной цепи ОУК на БТ (()зю, )ю) при Яз= оо определяется путем решения системы двух уравнений: як — г) зээ

г2

гв )зз 1(()Б ) и !з=(БО= (- ) Первое уравнение — это входная характеристика БТг соответствующая напряжению Ою) (! — 2) В, а второе — уравнение прямой, проходящей через точку Ез на оси абсцисс и точку Ек)ц, на оси ординат (рис. 2.3, б). Эта прямая называется статической линией нагрузки входной цепи ОУК. Она наклонена к оси абсцисс под углом а=агсс(2)(,. Точка пересечения этой прямой со входной характеристикой называется рабочей точкой покоя входной цепи (РТП,„) ОУК. Абсцисса и ордината этой точки и дают решение системы уравнений (2.!), т, е. искомые значения напряжения покоя ()мз и тока покоя 1ю входной цепи ОУК,

При Язчьсо для определения режима покоя входной цепи следует использовать теорему об активном двухполюснике, согласно которой источник Е„ и делитель Е< — )сз можно заменить эквивалентной цепью, состоящей из последовательного соединения источника ЭДС Е„,=Е„ — и резистора

й, й,+ят

)3

Распознанный текст из изображения:

к* )ггИг (рис. 2.5,а). Провеля через точки 5'Ебуж и е„,~)г„, статическую линию нагрузки, находят ртпсб нак точку *пересечения этой линии со входной характернежцкой БТ (рис. 2.5,6).

Режим покоЯ выходной цепи ОУк на пт (11,м; 1,2) 'определяется путем решения системы двух уравнений.

Лс — Сбою

(с=)сс=)(пся) и гс=1сс= Первое уравнение — это выходная характеристика ПТ, соответствующая напряжению покоя (угяс(0, а второе — урав-

Е р рг рГ

1

122 а)

Ряс. Вв пеппе прямой, проходящей через точку Е; на оси абсцисс н точку Есуйс на оси ординат (рис. 2.4,а). Эта прямая пазы. вается статической .лшщей нагрузки выходной цепи ОУК, угол наклона ее к оси абсцисс В= а)сей(й К,. В точке пересечения выходной характеристики и линии нагрузки и получаем решение системы уравнений (2.2), т. е. значения (1сяс и 1сс. Эта точка называется рабочей точкой покоя выходнон цепи ОУК (РТП.,).

Аналогичным образом находится режим покоя ((усм,' 1„2) выходной цепи ОУК иа БТ в точке пересечения статической линии нагрузки, проходящей через точки Еа и ЕсНра под Углом к оси абсцисс В=агсс12Ес с выходной хаРактернстикой БТ, соответствующей напряжению покоя Тувы (рис. 2.4,6).

2.3. Анализ динамического режима ОУК

Анализ динамического режима заключается в нахожлении переменных составляющих входных и выходных напряжений и токов ОУК при воздействии на вход малого по амплитуде входного сигнала (е <(угяс или (1 2). при этом транзистор. !4

1

= — †входн проводимость ПТ;

з-. Ум =

"зи- бзу,—

с си-

= Язо†кРУтизна затвоРно-стоковой

зи =""" характеристики ПТ;

= Есг — крутизна стоко-затворной бс"зи "сн =""" характеристики ПТ;

Ум = — = — выходная проводимость ПТ.

гс- 1

иси-1(сзи =""'2 йю

Низкочастотные малосигнальные параметры БТ определяются так:

1

= — — входная проводимость БТ; кэ * 1 ба

= Ев — крутизна базо-коллекториой

аэ =""" характеристики БТ;

И

заменяется линейным четырехполюсником С опрвделениой системой параметров, определяемых в рабочей точне покоя транзистора н отражающих связь между его входными и выкодными токами и напряжениями.

Наиболее часто для анализа ОУК используются системы У- и Н-параметров транзисторов. В первойГсистеме в качестве независимых пейемеяббых выбираются входное и выходное напрягкения:

1-- = уб гл-- Б уггп..-, (2.3)

(2.4)

В системе Н-параметров в качестве независнмыд йййемеи. ных выбираются входной ток и выкойное напряжение:

л,„=Нп1,„+Ныл, „, (2.5) г',„„— — Н2,1„+Ныл, (2,6)

При анализе ОУК на ПТ очевидным является использова. ние системы У-параметров, так как его входной ток блидпц к нубгй, Для ОУК на БТ чаще применяется система Н-параметров, так как в БТ бйбиьб Однако для общности анализа н расчета ОУК на ПТ и БТ приием единую систему У-параметров, учитывая при этом, что, зная Н-параметры, нетрудно рассчитать и У-параметры (1, 2].

Низкочастотные малосигнальные параметры ПТ определяются следующим образом:

Распознанный текст из изображения:

! К Ур, =—

«Бэ-

= 5к — кРутизна коллекторногбаво"кэ вой хаРактеристики БТ;'

1

= — — выходная проводимость БТ. ' Бэ нрк

К

1 аз

"кэ-

гр«

Рнс. 2.6

включении его по схеме ОЭ. В этой схеме г, — сопротивление

базы (имеет порядок десятков — сотен ом); гзк и Сзк — соп-

ротивление и барьерная емкость закрытого в активном режи-

ме перехода база — коллектор; г„ и Сы — сопротивление и

диффузионная емкость открытого в этом режиме перехода

база — эмиттер. На высоких частотах основное, влияние на

параметры БТ оказывает интегрирующая цепь, образованная

г„ г»» и С, с постоянной времени щ= (г»11гм). См

жг» С»ь На работе БТ в ОУК сказывается в основном

уменьшение крутизны транзистора:

зк »к

(2.2)

1 + гнтз 1-1- 1 )вз

где ы,

! 1

— граничная частота транзистора,

«З «в СБЭ

на которой его крутизна уменьшается в ))2 раз.

1б

Так как входнойтокПТблизоккнулю,его параметры Уп н Ум можно считать равными нулю. Кроме того, параметр ЪТ Ум=5» имеет небольшую величину 11, 2], и его танже можно считать Равным нУлю. С Учетом сказанного наРаметР Ум часто для краткости называют крутизной транзистора. На практике также чаще употребляютсн понятия входного сопротивления Ке (или В,) и выходного сопротивления (или См) транзистора. При этом входное сопротивление ПТ считается бесконечно большим.

Па высоких частотах следует учитывать частотную зависимость У-параметров, которая в основном сказывается только у биполярных транзисторов из-за наличия сопротивления базы. На рис. 2.8 показана эквивалентная схема БТ при

Частотной зависимостью остальных параметров БТ, а так же всех параметров ПТ при рассмотрении работы транзисторов в схеме ОУК моркно пренебречь.

Параметры БТ также зависят от величины тока коллектора 1„«и температуры БТ. Так, изменение )„«ведет практически к пропорциональным изменениям У-параметров. Рост температуры БТ ведет к увеличению обратного тока коллек. тоРа 1» «р и к Уменьшению «высоты» ЛОы потенЦиального барьера перехода база — эмиттер. Из-за этого увеличиваются токи )ю и )кк а следовательно, и У-параметры БТ. Что касается ПТ, то их параметры слабее зависят от тока стока и практически не меняются при изменении температуры.

Перепишем уравнения (2.3) и (2Д) с учетом определен. ных нвзкочастотных У.параметров для ПТ и БТ:

н- жб; р«-=5«и«Б-+—

"си-

(2.8)

нрс

— 5с )Рс!

К. = — 5и)(к.

(2.11)

Здесь буквой Н обозначен производный параметр транзистора — «внутренний» коэффициент усиления, определяемый так:

и,„„

и ~! „ соп«1

(2 12)

~ 5 ®6Я~- /ф 11

"Бэ «кэрв-= —, рк =5кп»р-+ !2.9)

1(рБ н, к

Уравнения (2.8) и (2.9) позволяют определить основные параметры ОУК, характеризующие его свойства. При этом учитывается, что и,„=и.. (иш =и., ), а и = — 1«-)(р ( — р„ )тк), так как шина питания «заземлена» по переменному току.

В»!ходкой тох ОУК (ток стока илн коллектора) равен

3 ° и„

1« = — 5«п ' рк 5кп «. (2.10)

1Ч 1!с)д,с

В уравнениях (2.10) учтено, что обычно )г«ж)т,«()тк'«.)«рк).

Ф

Коэффициент усиления ОУК по яаяряжеяшо равен

К "-- гс-нс

хс дщ дс ис йс

И—

1!с+ Нрс 11с 1 Яю

Распознанный текст из изображения:

Параметры транзистора связаны известным так ваньшаемым внутренним уравнением транзистора '[1, 2]

Р«=5»й «! Р»=5»Й». (2,!З)

Знак « — » в формулах (2.!1) лля иоэффициента усиления ОуК по напряжению говорит о том, что выхолное напряигение меняется в противофазе с входным, т. е. в схеме ОУК наряду с усилением происходит «переворот» фазы входного сигнала.

Крутизна усиления ОУК

'с- зс

5с, '57« = — =5к (254)

!+Йс]йгс

Козффиииеят усиления ло току ОУК

г

к-

К,= =; К, = =5кЙга. (2.18)

!за

Из уравнений (2.18) видно, что ОУК на ПТ при работе без тока затвора имеет бесконечный по величине коэффициент усиления по току в отличие от ОУК на БТ, у которого К, имеет конечную величину.

То же можно сказать и о коэффициенте усиления ОУК ло мощности

и.,

К = — '* =К„Ко

Р..

(2.16)

который для ОУК на ПТ бесконечен, а для ОУК на БТ имеет конечную величину.

Входное сопротивление ОУК

и „ и,„

Й .= — '" ='к Й-= — '" гейм]]Й ]]Йгязй ° (2.17)

з- а

!8

пзимерно равно входному сопротивлению транзисторе. ОУК

нз БТ имеет сравнительно невысокое входное сопротивление„, '

что является существенным недостатком. Из-за этого прихо.

дится ставить разделительные конденсаторы большой емко.. '

сти, чтобы обеспечить условие Хс= 1/мС«Й,„. Кроме тогО,

с учетом Й... входное напряжение ОуК оказывается меиц[:

ше, чем ЭДС источника сигнала:

»„= е,„

и

(2;й)

Ймч Й«

Это различие тем существеннее, чем меньше Й„по сравнению с Й„, Поэтому для обеспечения условия и,„=е,„ приходится производить согласование ОУК на БТ с источником сигнала (см, ниже).

Выходное сопротивление ОУК можно найти из схемы замешения выходной цепи ОУК, которая с учетом (2.!О) и «заземленности» шины питания по переменному сигналу будет представлять собой активный двухполюсник (рис. 2.7):

Й =Йс]]Йгс сей«, 'Й,=Й»]]Й «='Й» (2.19)

ум

'Ъг»

л„иг

», (уг) дг,.иг„й ид,)

с

Рнс. З.т

Ркс 28

Преобразовав схему рис. 2.7 по теореме об активном двухполюснике, а также используя формулу (2.17), можно составить полную схему замешения ОУК (рис. 2.8), по которой со стороны входных зажимов он представляет собой пассивный двухполюсник, а со стороны выходных зажимов— активный, учитываюший усилительные свойства ОУК.

Подключение нагрузки Л.чьсо к выходу ОУК приводят к уменьшению модуля коэффициента усиления ОУК

!2!

К»кссК Й .!.!8(,=К ! ! Й йд ! (2.20) тем в большей степени, чем згбрь(ирг, отношение Й.»И[2,[. При выполнении условия [2„] ) !О Й, влиянием нагрузки на величину К„ можно пренебречь.

2.4. Амплитудная и амплитудно-частотная

характеристики ОУК

Важнейшими характеристиками усилителей и, в частности, ОУК как простейшего из них, являются амплитудная (АХ) и амплитудно-частотная (АЧХ) характеристики. Первая представляет собою зависимость и, г=[(и„) и характеризует динамический диапазон усиления ОУК, вторая— зависимость К„=[(м) и характеризует частотный диапазон усиленна ОУК.

2' !9

Распознанный текст из изображения:

бх Сх

их ° иг . иы

%

Сх ииз

Рнс. 2.11

Рас. 2.10

Ряс 2.9

С

— — — — г

и„[

ы Сь

г„. 1иг

С„„и

иг С1

С

"эч ига ли и„

Рас. 2.13

Рас 212

При подаче на вход ОуК переменного сигнала Ра оная точка выходной цепи ОУК начинает перемещаться по линии .нагрузки относительно своего положения покоя с тем бо11ь шпм отклонением, чем больше амплитуда входного Снгнала (рис. 2.9). Амплитуда выходного сигнала пропорциональна величине этого отилонения. Границы участка отклонения Рв бочей точки ОуК на ПТ определяются двумя значениями напРЯжении междУ затвоРом и истоком: (Гэ =0 и (Сев=()ь ч (точки ! н 2 на рис. 2.9). В ОУК на БТ границами отклоне-

ния будут точки пересечения линии нагрузки с линией кри. тического режима (ЛКР) и характеристикой, соответствующей режиму отсечки, когда (Гм=б (точки ! и 2 на рис. 2.10).

При увеличении амплитуды входного сигнала сначала соблюдается линейная зависимость между входным и выходным сигналами ОУК. Когда амплитуда входного сигнала превысит некоторое значение (Г,„ , линейная зависимость нарушится, и появятся так называемые нелинейные искажения формы выходного сигнала по сравнению со вкодным. Максимальная амплитуда выходного сигнала определится границами участка ! — 2 (рис. 2.9).

В то же время на выходе схемы ОУК существует напряжение шумов, которое отлично от нуля даже при отсутствии входного сигнала [1). При подаче на вход ОУК очень слабого сигнала соответствующий ему выходной сигнал может быть неразличим на фоне шумов. Существует так называе-. мый пороговый входной сигнал (у,„... который можно после усиления различить на фоне шумов на выходе ОУК. Чем 21

меныие величина (!...., тем выше чувствительность ОУК.

Сказанному выше соответствует амплитудная характеристика ОУК, приведенная на рис. 2.11, Если входное напря-

жение удовлетворяет условию (!.. ..(и,.((у„ , будет происходить пропорциональное и неискаженное усиление его, чему соответствует линейный учапток АХ, составляющий угол а=зги(й К„ с осью абсписс (уча ок а — б иа рис. 2.11). Йапряжеиия (!.. ь и (1,. являю ся параметрами ОУК и определяют его динамический диапазон.

В реальных схемах ОУК присутствуют емкости разделительных конденсаторов, межэлектродные емкости транзисторов и монтажные емкости, что приводит к зависимости коэффициента передачи ОУК от частоты входного сигнала. Полная схема замещения ОУК с учетом этих емкостей приведе-

на на рис. 2.12. В этой схеме входные и выходные емкости

ОУК на ПТ и на БТ соответственно равны 1[1, 2]1

С,.= Сэа+Сзс (1+К.) +См1 С-= Сев+Сан()+К.) +Си,

(2.21)

(2.22)

где ф— монтажные емкости схемы, имеющие порядок едннииы — десятки пикофарад.

21

Распознанный текст из изображения:

К =

),г ! -1- (мт, — — )

г !

9=ага!2 г — — ыт,)+и,

ети

(2.24)

(2.25)

Для нахождения АЧХ ОУК, т. е. зависимости К =г(ы) воспользуемся схемой замещения выходной цепи ОУК, под ключив к ней наиболее часто встречающуюся активно-емко. стиую нагрузку (рис. 2.!3) Реактивности на входе ОУК «от носим» на выход источника сигнала и при нахождении АЧХ ОУК ие учитываем. При соблюдении условий Сг»С»»* и Си»С„ что обычно выполняется в реальных схемах ОУК, можно записать следующее выражение для коэффициента нсиления ОУК по напряжению:

К„=

' '"'(""- — '.)

(2.23)

ет„

где т.=Си. ()и..+гг.) — постоянная времени нижних частот; т.= (С,,+С„) . (гг,„,((г(«) — постоянная времени верхних частот.

Выражения для модуля коэффициента усиления и фазовог" сдвига ОУК запишутся тан:

(2.27)

2,5. Расчет схем ОУК

На верхней и нижней граничных частотах полосы про. пусиания ОУК модуль коэффициента усиления уменьшается в 72 раз, откуда

ы,=2я(,=1/ты ы,=2п),=1!т,. (2.26)

Построенные, согласно (2.24) и (225), АЧХ, ЛАЧХ и ФЧХ' ОУК приведены на рис. 2.14,а, б, з. Наклон ЛАЧХ до („и после (, составляет 20 дБгдек. При анализе схем ОУК иногда используют логарифмическую ФЧХ, аппроксимируя ее ломаной прямой со скачками фазы А(и=90' на частотах г'„и ). (рис. 2.14,г). Максимальная ошибка ЛФЧХ, наблю. даемая на этих частотах, будет равна ~45'.

Выше уже отмечалось ($ 2.3), что параметры БТ зависят от частоты. С учетом этого выражение для коэффициента усиления ОУК на БТ должно быть записано в следующем виде (1, 2]:

К„„

К„.=

(14.!муш ) ~! +и ~~ т, ——

Если соблгодается условие ми»ы„то уравнение (2.27) переходит в (2.23), и влиянием частотной зависимости параметров БТ при построении АЧХ ОУК можно пренебречь.

я, жи, и и л и га гу

га а я 'Ь ' е агб гбг аа,

з) л гх ,ааа гг У л!чС л яй "~ — -м-

у — ! —— аь аа ла га а гг, я г я ли Ф г/

Рис. 2.г4

В выражении (2.25) учтен дополнительный сдвиг фазы вы-

ходного сигнала относительно входного на и радиан, созда-

ваемый в схеме ОУК (знак « — » в формуле (2.11]).

22

Расчет схем ОУК в отличие от их анализа заключается в построении такой схемы ОУК, которая имеет заданные пара метры. Процесс расчета можно разделить на следующие эта. пы: 1) выбор типа транзистора; 2) выбор РТП на характе. ристиках транзистора и расчет его параметров в втой точке;

3) выбор схемы ОУК и расчет ее элементов; 4) поверочный расчет параметров ОУК с целью определения их соответствия заданным значениям.

Правильный выбор типа транзистора требует определенного практического навыка. При этом необходимо учитывать диапазон частот усиливаемых сигналов, характер самих сигналов, напряжение на нагрузке или мощность в ней, характер нагрузки, данные источников входного сигнала и питания и т. п.

И полевые н бпполярные транзисторы обычно разделяются на три группы по допустимой мощности рассеяния:маломощные (Ри,„(0,3 Вт); средней мощности (0,3(Р»,„( (1,5 Вт) и большой мощности (Р„„)1,5 Вт). Биполяриые

Распознанный текст из изображения:

транзисторы также делятся на четыре группы по частОте !»=2я!ы,: низкочастотные (),<3 МГц); среднечастотные (3<В<30 МГц); высокочастотные (ЗО

Тип транзистора подбирается для схемы ОУК по справочнику из той группы, которая соответствует максимальной частоте усиливаемых сигналов, требуемой амплитуде напряжения на нагрузке или мощности в ней, а также исходя из тре. буемых аеличиа входного сопротивления и коэффициента усиления ОУК.

На втором этапе расчета производится выбор РТП исходя из характеристик выбранного типа транзистора. Каждый тип транзистора характеризуется определенной областью дапустамых значений рабочей точки (РТ). Эта область на вы-

Рис. ядз

ходных характеристиках ограничивается слева — начазгьным участком выходной характеристики ПТ при х)»я=О (рис.

2.!5, а) или линией критического режима для БТ (рнс.

2.15, 6); справа — максимально допустимым напряжением Н«и или (Гд» „сверху — выходной характеристикой ПТ при ()»а=О или максимально допустимым током коллектора !а .ы снизу — характеристикой, соответствующей напряжению отсечки (()»а= — ()„. на рис. 2.15,а или У~=О на рис. 2.15,6). Кроме того, мощность, рассеиваемая на стоке или коллекторе транзистора, не должна превышать предельно допустимого значения Р,„,. или Р„,„. На рис. 2.15,а и б значениям Р«д, и Р» д,„соответствуют гиперболы. РТП должна выбираться внутри области ОабгдО, а в динамическом режиме возможен заход РТ в область бег при условии,

что средняя рассеиваемая мощность на стоке или ноллекторе не превышает предельно допустимую.

Если ОУК предназначен для усиления малых входных сигналов (Е «Н,ш или Ние), то для увеличения его КПД следует стремиться к уменьшению постоянной мощности, выделяемой на стоке (или коллекторе), т. е. к уменьшению Нсяв (нли (!дм) и !«е (или )ьа). Для этого рабочая точка выбирается ближе к точке О. В то же время необходимо учитывать, что крутизна транзистора 5« (или Ек), а следовательно, и величина коэффициента усиления К„ тем больше, чем больше ток !«е (или !д») (см. формулу (2.П)).

Если ОУК предназначен для усиления болыпих входных сигналов (Е соизмерима с Н,ш нли Па,е), то для увеличения его динамического диапазона следует выбирать Е, (или Е„) как можно ближе к (Г«я„., (или Нк» ), а )1«(илн )(к) такой величины, чтобы статическая линия нагрузки (СЛН) прохо. дпла через «колено» выходных характеристик транзистора, т. е. ближе к точке а на рис. 2.15,а и 6. Режим входной цепи ОУК при этом надо выбирать так, чтобы РТП,„„лежала посредине участка ! — 2 СЛН. Это обеспечивает, как видно из рис. 2.15,а и 6, неискаженное усиление максимального по амплитуде гармонического входного сигнала. При подключении к выходу ОУК нагрузки амплитуда выходного сигнала уменьшится и будет определяться положением динамической линии нагрузки (ДЛН), про~рдй1цей через РТП,„„ под углом к осн абсцисс (у=агсс(О('Е;(()Лд (или Лн) (рис. 2.15, а). Ясно, что чем ниже сопротивление нагрузки, тем больше отличается положение ДЛН от положения СЛН и тем меньше амплитуда выходного сигнала. При значительном отличии угла наклона ДЛН ат угла наклона СЛН целесообразно с целью повышения КПД ОУК передвинуть РТП,, влево так, чтобы ДЛН проходила через точку а.

Для обеспечения максимального динамического диапазо. ла ОУ К при усилении импульсных сигналов следует РТП, „ выбирать на СЛН ближе к точке а (при отрицательной полярности входных импульсов) или к точке д (при положительной полярности) (рис. 2.15,6).

Выбранные положения СНЛ и РТП, „ на характеристиках транзистора обеспечиваются определенной схемой ОУК и номиналами ее элементов. Так, величина напряжения Н»я» в схеме ОУК на ПТ обеспечивается чаще всего (в отличие от схемы ОУК на ПТ рис. 2.2,а) с помощью цепочки «автоматического смещения», состоящей из параллельного соеди.

Распознанный текст из изображения:

Рис. 2.16

Рис. 2.17

Рис. 218

Рис. 2.18

21

пения резистора Еи н конденсатора Си, включенных в цепь истока (рнс. 2.(б). Затвор ПТ через сопротивление утечки Е» подключается к дземле», что обеспечивает нулевой начальный потенциал затвора (!»»=0. При прохождении постоянной составляющей тока стока !ш через резистор )(и на нем создается напряжение Сю=),дйи. При этом обеспечи-

вается отрицательная разность потенциалов между затвором и истоком; (!»и»=(1ид — Сии= — 1»д йи, т. е. требуемый режим покоя входной цепи ОУК на ПТ. Ясно, что величина сопротивления Еи рассчитывается после выбора РТП по простой формуле

г.= (7,„,1!ив (2.28) Величина сопротивления Ед определяет входное сопротивление ОУК. Обычно практически выбирают величину )7» порядка нескольких мегаом. Конденсатор Си «заземляет» исток ПТ по переменному току, чем устраняется отрицательная обратная связь (ООС), возникающая в ОУК при прохождении переменной составляющей тока стока 1, через резистор )(я (сч. гл. 3). Величина емкости конденсатора Си выбирается из условия, что на нижней граничной частоте ОУК сопротивление конденсатора будет значительно меньше сопротивления )(и1

С„~ )91ы.й.. (2.29)

Величина напряжения Еюд в схеме ОУК на БТ обеспечивается делителем 81 — )тз. Если )7»= со, то величина )(1 подсчитывается по очевидной формуле

Ж = (Еи — ()юд) Дид (2.30) ПРи )(зФео чеРез РезистоР Л1 делителЯ пРотекают токи 1и,и и )зь а через Ез — только ток !и., (рис. 2.(7). Задаваясь оп-

ределенной величиной тока делителя, можно рассчитать сопротивления резисторов Е, и )(»1

9,= (Е„ — (! )1(1„,+1 ); Ед=и 11„ . (2.3!)

Параметры простейшей схемы ОУК на БТ (рис. 2.(7)

сильно зависят от температуры из-за отмеченной выше температурной зависимости токов и параметров БТ. Для псвышениц.ст)бдльности параметров в схему ОУК вводится ООС »члхРхж~по пзБдйкФв~а~вФ~~. При 9»=од это обеспечивается путем

подсоединения резистора )(, не к шине питания, а к коллектору БТ (рис. 2.18). Увеличение тока 1„ (за счет увеличения

гемпературы) ведет к уменьшению потенциала коллектора Сш=Еи — )ядйи, что в свою очередь уменьшает ток базы !ш= ((!ид — Сшд)(йь а следовательно, и ток коллектора 1ен Таким образом, в схеме рис. 2.!8 действует автоматическая ,регулировка режима покоя ОУК. Недостатком этой схемы является снижение величины коэффициента усиления К„ нз-за ООС по переменному току, так как часть выходного сигнала подается на вход ОУК и вычитается из входного сигнала.

При )т»Фго для повышения термостабильности схемы ОУК в цепь эмиттера вводят цепочку Л»С» (рис. 2.)9). При достаточно большом токе 1»».)1м можно считать, что потенциал базы Сш=Е„ — )7,(1„, +!ш)ж Еи — )7,1„ остается постоянным при росте токов 1ш и )ю (за счет роста температуры БТ). Потенциал же эмиттера при этом увеличится: Сш= =1и»Е», что приведет к уменьшению напряжения С„д=

()ю — ()»д, а следовательно, к уменьшению тока 1,». Ясно, что чем больше сопротивление 17» и ток делителя (т. е. меньше сопротивления Е, и Ез),тем лучше термостабильность схемы рнс. 2.(9. Однако уменьшение 81 и )(д ведет к уменьше-

Распознанный текст из изображения:

нию входного сопротивления ОУК (см. формулу (2.17)), а увеличение !7» требует соответствующего увеличения наприжения Е„ источника питания (для сохранения начального режима БТ). Практически при расчете схемы рис. 2.19 прини. мают ток делителя 1 „= (3 †!0)1,.«, а падение напряжения на резисторе )7» равным (7»»=)ко(7»ж02Ек.

Конденсатор С, в схеме рис. 2.19 ставится для устранения ООС по переменному току путем «заземления» змиттера БТ. Величина С, определяется по формуле

С» > 10(м,)7». (2.32)

Расчет выходной цепи ОУК заключается в следующем. Если задано напряжение Е, (или Е„) источника питания, то производится расчет сопротивления резистора )7« (или )(к) по формуле

лс — Гуси« вЂ” Гсайн Пк — Гткэ» — !кэнэ

Лс =; )(к = . (2.33)

!с !ко

Если задан коэффициент усиления К. ОУК, то из формулы (2 11) рассчитывается величина сопротивления резистора Л« (или )(к), а затем определяется напряжение источника питания;

Е,=О„+1, ()7«-(-)7,)! Е„=(Гсм-' 1, ()7„+)7,). (2.34) При расчете схем ОУК могут встречаться и другие варианты, когда задается не величина коэффиниеита усиления, а какой-либо другой параметр ОУК, например, верхння граничная частота ).. Как следует из уравнений (2.11) н (2.26), величины К„ и (, связаны между собой. Так, увеличение К, за счет увеличения )7« (или )(в) ведет к уменьшению ), и, наоборот, уменьшение А', (или )7«) ведет к увеличению ), и уменьшению К..

Расчет емкостей конденсаторов С, и Сз производится исходя из заданной нижней граничной частоты ОУК; их сопротявление должно быть на порядок ниже, чем входное сопротивление ОУК или сопротивление нагрузки:

С,>10(м.)7,6 Сз>10/м,)7.. (2.35)

Схемы ОУК на ПТ с р — и-переходом и каналом р-типа, а также на БТ типа р — и — р аналогичны рассмотренным выше, если в них изменвть на противоположные полярности источника питания и напряжений и направления токов.

Схема ОУК на ПТ с изолированным затвором и индуцированным каналом полностью идентична схеме рис. 2.16.

28

Если канал встроенный, то в режиме обеднения, когда напряжение (7»к» имеет знак, противоположный знаку напряжения Н,ве, схема ОУК строится согласно рис. 2.16, а в режиме обогащения, когда напряжение (7»в» того же знака, что и напряжение (7«вз, схема ОУК строится аналогично рис. 2.17.

Как видно из материала этой главы, возможности увеличения коэффициента усиления ОУК, особенно при низкоомной нагрузке, ограниченны. Поэтому для получения необходимого значения коэффициента усиления или других параметров усилители обычно строятся по многокаскадной схеме, когда последовательно соединяются несколько каскадов, как основных усилительных, так и специальных и вспомогательных. При этом под специальными понимаются усилительные каскады с обратными связями, малошумящие или каскады, выполняющие кроме усилительной и другие функции преоб.

разования сигналов. Под вспомогательными понимаются каскады, обеспечивающие нормальную работу усилительных и специальных каснадоа в составе усилителя (например, согласующие каскады, генераторы стабильного тока, каскады сдвига уровня и т. п.).

!

Влияние многокаскадности на свойства и параметры усилителей, а также схемы некоторых специальных и вспомага.ельных каскадов будут рассмотрены в следующих главах.

3. КАСКАДЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ

ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Введение обратной связи (ОС) в усилительный каскад или усилитель в целом позволяет улучшить его параметры или придать ему некоторые специальнме свойства. Почти все каскады интегральных операционных усилителей (ОУ) строятся с использованием ОС. В этой главе дается краткое из. вожение основных положений теории обратных-связей и рассматриваются схемы, особенности работы и параметры различных каскадов, наиболее широко используемых в ОУ.

3.!. Понятие об обратной связи

Обратной связью называется Лередача части сигнала из

выходной цепи во входную. ОС может быть специальна ор-

ганизована в усилителе с целью изменения его свойств в нуж-

2З

Распознанный текст из изображения:

ном направлении. Иногда приходится бороться с непредусмотренной ОС вЂ” так называэмой «паразиткой» ОС.

Структурная схема усилителя, охваченного ОС, приведена на рис. 3.1. Цель прямая передачи сигнала характеризуется коэффициентоы усиления по напряжению К„ который для краткости в дальнейшем будем обозначать без индекса К, цепь обратной связи в коэффициентом передачи йш

Рис 31

Рнс. 3.2

Обратные связи делятся на местные и общие, т. е. охватывающие часть усилителя илп весь усилитель (рис. 3.2); отрицательдрле и положительные, когда сигнал обратной связи вычитается из входного сигнала,или склдпыпаехся с ним. По способу организации цепи обратной связи различают также следующие виды ОС: по напряжению и току, когда сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению усилителя (рис'. 3.3) или его выходному току (рис. 3.4);

ив

Рзс. З.З

Рнс. 34

Рпс З.б

Рчс. 35

последовательнал и параллельная, когда напряжение ОС по-

дается на вход усилителя последовательно (рис. 3.6) или па-

раллельно (рис. 3.6) напряжению входного сигнала.

ЗЭ

д

ш . дул л

Ф .р

у и а р„

ум у

Рассмотрилл свойства наиболее часто используемых видов

ОС.

3.2. Последовательная обратная связь

Рассмотрим сначала свойства усилителя, охваченного последовательной ОС па напряжению (рис. 3.7).

р,

Рис 3.7

В установившемся режиме для гармоннческнх снгналоа можно записать уравнение

(7,„+(7„=(вь ", '~ел (3.!)

Разделим формальна каждое слагаемое на (в,„„и обозначим (7,„„!(7„=Кем (7,„.(К=К; (7„,7'(7„, Р, где ʄ— коэффи. циент усиления усилителя, охваченного ОС. В результате по. лучим из уравнения (3.1) выражение для Кос

д

Кос =

7-дй

Пусть К.и (1 ие зависят от частоты, т. е. К=К, а ()=ф. В зависимости от величины и знака произведения К Р воз. можны три случая:

а) Кр(0, это соответствует отрицательной ОС, коэффициент УсилениЯ УсилителЯ Уменьшаетса: Ко«=К)(!+К Р) ( (К;

б) О~КВ(1, это соответствует положительной ОС, коэффициент усиления усилителя увеличивается: К««=К!(!в — КР))К;

в) К 6)1, это соответствует самовозбуждению усилителя, ногда на его выходе появляется сигнал независимо от сигнала на входе (так как при КР=( Кос=а»).

При комплексных значениях К=Ке" и р=йеьз условие самовозбуждения усилителя заключается в одновременном выполнении условий баланса амплитуд и баланса фаз:

КР=! и 47кч ф»=2пп, (3.3) где л=б, 1, 2,... — целое число.

31

Распознанный текст из изображения:

Наиболее часто в усилителях используется отрицательная ОС оо напряжению, при которой, хотя и уменьшается в (1+К Р) Раз коэффициент усиления усилителя, но улучшаются другие его параметры:

а) увеличивается входное сопротивление /с ос=рю (1 +

+Кй)1

б) уменьшается выходноесопротивлениеда. »ос=/»,,/(1+

+К 3)'

в) увеличивается максимальный входной сигнал, кото. рый может усиливаться без искажений: и,» сс и (1+

+КР)1

г) РасшиРЯетсЯ полоса пропУсканиЯ ы ос=ем/(1+Кй), ем с=ы, ° (1+К 3);

д) увеличивается в (1+К й) раз стабильность коэффициента усиления.

Рассмотрим кратко свойства последовательной ОС во токш

Обычно такой связью охватывают усилители тока, однако нередко она используется и в усилителях напряжения

аа

га

Р..ЗЗ

(рис. 3.8). Для оценки влияния такой ОС на свойства уси-

лителя напряжения пользуются крутизной усиления усили.

тела 5„, так как сигнал ОС пропорционален выходному току;,С„=/,„„/(.,

Разделив формально каждое слагаемое уравнения (3.1)

на /,„„ и обозначив /,,/(/, =5»ы /, „/(/,„=5ж ы /,„„/(/

Яа,

Зг /»ос

'- с

с.

Отрицательная обратная связь по токр изменяет следую-

щим образом свойства усилителя напряжения:

а) уменьшает в (1 +5»./ссс) его крутизну усиления;

б) увеличивает в (1+5жг,/гсс) раз входное и выходное соп-

ротивления;

в) увеличивает в (1+5»,/ссс) раз максимальный входной сигнал;

г) уменьшает в (1+5»./Ссс) раз нижнюю и веРхнюю граничные частоты полосы пропускания;

д) увеличивает в (1 +5„.йс,) раз стабильность крутизны усиления.

Таким образом, за исключением выходного сопротивления и верхней граничной частоты полосы пропусквния все остальные параметры усилителя напряжения, охваченного ООС по току, изменяются так же, как и при охвате ООС по напряже. нию.

3.3. Параллельная обратная связь

Из различных видов параллельных ОС в усилителяк чаще всего используется параллельная ООС по напряжению (рис. 3,9). Рассмотрим ее свойства, считая, что входное сопротивление усилителя велико, а выходное мало по сравнение с сопротивлениями йа и Ль т. е. 3»„-еаю, а Е, ;ьб. Напряже. ние,(/а зависит от двух напряжений: (/,„ и (/, „. Считая режим усилителя линейным, найдем (/, по принципу наложения

И:

(/,=у,(/,.„+„(/...:;/(ыш (3.3) Коэффициенты у, и уз находятся из режимов короткого замыкания входной и выходной цепей усилителя:

„=3,/(3,+г,); „» йз/(г,+3,), (3.6)

Разделив формально каждое слагаемое уравнении (3.6) на (/.. н сделав соответствующие преобразования, получим

/гт

Кос= = (3.7/

1 — К т

Пусть К не зависит от частоты, т. е. К= К. Тогда, учи. тывая, что при отрицательной ОС коэффициент усиления К должен быть отрицательным (выходное напряжение противо. фазис входному), запишем

х т»

Кос =— (3.8)

ы йа, 11 "т»

'.Параллельная ООС по напряжению, так же как и последовательная, улучшает параметры уСилителя при уменьшении в ((1+Куа)/тз( раз его коэффициента усиления. Кроме того, параллельная ООС в отличие от последовательной мо-

ЗЗ

Распознанный текст из изображения:

гт

й

г

г)«гф г

Рм,—— ,г э(>

331 х

Ряс. 3.19

Ряс. 39

Ркс. 3.19

Рас. 311

34

жег изменять и функциональное назначение усилителя. Дей,', ствительно, при К»1 выражение (3.7) становится равным

т» и.

Кос — — = (3.9)

т« хз

Это означает, что коэффициент усиления усилителя с ОС будет определяться только отношением сопротивлений 3» и Я, и не будет зависеть от параметров самого усилителя. В зависимости от характера сопротивлений 2» и Я, усилитель рис. 3.9 может выполнять не талька усилительные, ио и дру.

гие функции (см. ниже).

Входное сопротивление усилителя, охваченного параллельной ООС по напряжению, равио

г,

2 "-=2,+3-)) 1+ К. (3.10)

Этой формуле соответствует схема замещения входной цепи усилителя с параллельной ОС, представленная иа рис. 3.10. Если К» 1, то 2,„«,ш3ь т. е. ие зависит от 2,„ и 2».

Выходное сопротивление рассматриваемого усилителя рав- но

(3.11)

3.4. Обратная связь в миагакаскадиых усилителях

Применение обратных связей в миагокаскадиых усилителях имеет свои особенности.

Коэффициент усиления многокаскадкаго усилителя, состоящего из йг каскадов, равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов

К«»м=КкК» - К =КРК».... К„ек" 1"'"'4»Я~ (312) Наиболее распространенными являются усилители с емкостной связью между каскадами. Пример схемм трехкаскад-

ного усилителя с такой связью, собранного иа полевых транзисторах, приведен на рис. 3.11. АЧХ и ФЧХ усилителей с емкостиой связью выглядят так же, как и характеристики ОУК (рис. 2.16), с учетом того, что модули коэффициентов усиления каскадов перемножаются, а фазовые сдвиги складываются. ЛАЧХ миогокаскадиого усилителя представляет собой сумму ЛАЧХ отдельных каскадов. На рис. 3.!2,а и б приведены ЛАЧХ двух- я трех- каскадных усилителей, из ко- 55 торых видно, что максималь- зм иый наклон характеристик на 4) низких и высоких частотах до- га стигает соответственно 40 и 60 дБ/дек.

»

Введеиие обшей отрицательной ОС в многакаскадиый усилитель влияет иа его параметры так же, как и в одиокаскадиом усилителе, за исключением АЧХ. Рассмотрим для примера влияние последовательной ООС по напряжению иа АЧХ двух- и трехкаскадного усилителя.

Так как в двухкаскадном усилителе К)0, то для создания отрицательной ОС необходимо обеспечить в цепи ОС переворот фазы сигнала, т. е. условие 3(0. На рис. 3.13 приведены годографы назряжений (г,„, (сплошиая кривая) и (г«« (пунктирная кривая) такого усиличеля при разомкнутой цепи ОС, из которых видно, что только на частоте квазирезоиаиса ом вектор (гь« строго противофазея вектору (гь т. е. в усилителе действует «чисто» отрицательная ОС. В областях же Оп и бО, т. е. иа низких и высоких частотах, вектор (га« имеет даже положительную действительную часть, т. е. в этих областях создаются предпосылки возникновения положительной ОС. Сказанному соответствуют АЧХ, приведенные на 3" 35

Распознанный текст из изображения:

рис. 3.!4. Чем больше глубина ОС, т. е, величина Кй, тем больше неравномерность АЧХ двухкаскадного усилителя в области низких и высоких частот.

К «В бггг Кем Рис 3 13 Рас. 3.14

Рнс. 3.15

В трехкаскаднам усилителе ( К( О) для создания отрицательной ОС необходимо условие 5)0. На рис. 3.15 приведены годографы напряжений(б„„и (баг такого усилителя при разомннутой цепи ОС, из которых видно, что на двух частотах (низкой и высокой) вектор (уас совпадает с вектором (бь Это соответствует положительной ОС, т. е. АЧХ трехкаскадного усилителя будет также неравномерна и тем больше, чем больше глубина ОС. С ростом К 5, когда йапря. жение ((ес станет равным напряжению '()ь усилитель яревратится в генератор, так как при этом У„= ()г — !/а«=0, а и...~о.

Условие генерации (З.З) можно интерпретировать и графически. При этом усилитель будет'неустойчив (т. е. возможно сга самовозбуждение), если годограф разомкнутой цепи ОС (топограф вектора (гас) охватит точку (или пройдет че. рез нее) с координатами (+ 1; 1=0). Действительно, эта точка соответствует концу вектора с амплитудой К 5= 1 при э=б, т. е. выполнению условия (33).

И з рис. 3 !3 видно, что в двухкаскадном усилителе при любой величине К 5 генерация не может возникнуть, так как топограф вектора (7«« не может пройти через точку (+1;

' 1= =О). В трехкаскадном усилителе при увеличении К 3 возможно прохождение годографа разомкнутой цепи ОС через эту точку и даже охват ее (рис. 3.15), т. е, возможно само- возбуждение усилителя. Поэтому для обеспечения устойчиво. сти многокаскадного усилителя с ООС, наждая цепь ОС 36

должна охватывать ие более двух каскадов. Только при та-

ком введении ООС можно улучшить параметры и характери-

стини усилителя в целом.

Рас 313

37

3.5. Повторители напряжения

Повторители напряжения (истоковые †. на ПТ н эмиттерные — на БТ) широко используются в схемах усилителей, в гом числе и ОУ. Входной сигнал е повторителе (рис. 3.1б,л и б)

1 подается иа затвор (или базу) ' г, б» транзистора, а выходной сигнал, близкий по величине ко входному

бг и совпадающий с ним по фазе, з э,' снимается с истока (или эмит- 0 г» гг блг гера). Так как шина питания «за- д земляется» по переменному току, го общим электродом входной и л) ау' выходной цепей повторителя является сток (или коллектор), поэтому повторитель еще называют каскадом с общим стоком (ОС) или общим коллектором (ОК).

Такой каскад представляет собой принципиально иной тип усилительного каскада по сравнению с ОУК. Поэтому анализ н расчет повторителя следует проводить с использованием характеристик и параметров транзисторов, снятых для схемы включения общий сток (илн коллектор). В то же время можно считать, чта повторитель является схемой ОУК со 100-про-! для ОУК с учетом основных положений теории обратной связи.

Действительно, выходное напряжение повторителя является одновременно и напряжением обратной связи, так как для входной цепи повторителя справедливо равенство Очевидно, что коэффициент передачи цепи обратной связи прн этом равен!)=(7~,/(7,,=1.

Исходя из свойств последовательной ООС по напряжению, нетрудно найти параметры повторителя через параметры ОУК:

Кп — — К!(!+К К=К1(1+К) ем 1; ' (3.14)

Распознанный текст из изображения:

Й., а Й.,(!+К й) КЙ«ы

Й. ° =Й. «П+КВ) =Й..(К!

и„.. =и., (1+К й) жКи,„

ы а=ы /(1+Кб) ы /К! ы и Кгэ».

(3.15) (3.16) (3.! 7) (3.!8)

В этих формулах параметры К; Й,ы Й„,„и т. д. являются параметрами схемы рнс. 3.16, и нли б без учета обратной связи и определяются по соответствующим формулам для параметров ОУК (см. $23). Например, КжЗсйи (нли Зкйа)! Й =Й» (илн Йв!(Й~!)Йз)! Й» =Йи!!Йм (нлн Йа)(Йж) и т, д.

Повторители имеют, как видно из формул (3.15) и (3.16),

большое входное и малое выходное сопротивления, которые могут быть подсчитаны по формулам:

'Й ап З«Йай»; Й ап (Знй«Й а) йй1!!Йз! (3.19)

Й. „ипж1(бы Й,„„,пав!)бк. (3.20)

Повторители в отличие от ОУК имеют малую входную

емкость

С-яп=С»«+С»и(1 — Кип) жС»«! С-»п=С»а+

+ Сы (1 — К»п) — С»а (3.2!)

Тот фант, что повторители одновременно обладают таки;; ' ми свойствами, как большое входное сопротивление, малая

входная емкость и малое выходное сопротивление, имеют широкую полосу пропускааия и практически не изменяют про,ходящие через них сигналы (Кции1), позволяет использовать кадном усйлйтеле на БТ выходное сопротивление Й„„предыдущего каскада может быть большим или соизмеримым со входным сопротивлениеи Й.„последующего каскада. При нередаче сигнала между каскадами произойдет его уменьшение в Й„)(Й„НЙ,,) раз. Если между такими каскадамн поставить повторитель и выполнить условия Й,„пЪЙ, ;, Й„„п~Й,„, то при Каяз! уменьшения сигнала между каскадами практически не будет.

Лля увеличения допустимой амплитуды входного сигнала

во входную цепь истокового повторителя включается делитель Й, — Йь. На рис. 3.17,а, б приведены схемы ИП с делителем и без него, в которых обеспечивается один и тот же - -режим покоя ПТ. Максимальная амплитуда входного сигнала, при которой начинается ограничение выходного сигнала 33

из-за запирания ПТ, в схеме с делителем равна примерно 7 В, а в схеме без делителя — около 2 В.

Сравнение истоковых и эмиттерных повторителей показывает, чта первые имеют болыпее входное сопротивление, а вторые — меньшее выходное. С целью увеличения входного сопротивления эмиттерный повторитель собирают цо более

гл

Рас. 3.18

Рас. 3.17

сложной схеме (рис. 3.18), в которой для обеспечения термостабильности сопротивления Йб Й» и Й» выбираются небольшими, однако входное сопротивление схемы получается доста~очно большим:

я~з (! Й з ' — Кэп

(3 22)

где К .и Й / ( 1 +Бай ) ' Й Й !!Йу(!Йэ Ем)гость а денсатора Са выбирается из условия 1)м«пС» йй*» .

Хорошие параметры также имеют эмиттерные повторители на составных транзисторах и гибридные повторители, в схемах которых на входе используется ПТ, а на выходе — БТ.

3.6. Каскады с общим затвором или базой

Схемы каскадов с общим затвором (ОЗ) и общей базой (ОБ) приведены на рис. 3.19,п и б. Входной сигнал в них подается на исток (или эмиттер), а выходной снимается со стока (или коллектора). Затвор (или база) каскадов по переменному току «заземляется». В этих каскадах' при подсоединении источника сигна.ча возннкает последовательная ООС по току за счет протекания тока истока (или эмиттера) через внутреннее сопротивление Й„„ источника сигнала (рис.

3.19, а и б).

ЗЭ

Распознанный текст из изображения:

Рс Яс

Коз = =ЗсЯс

Яс 4 Яю

(3.24)

Рис. 3.20

Ряс. З.2!

4а

Режим покоя каскадов ОЗ или ОБ достаточно очевиден Проанализируем динамический режим одного из каскадов например ОЗ.

Воспользуемся уравнениями (2.8), подставив в них оче видные для схемы ОЗ соотношения и,я = †, Я, — и„

*' »:

и»я-= — и„. После некоторых преобразований получим выражеиие для переменной составляющей выходного тока

!с- =—

(! + во) "

= — Зс и... (3.23)

Яс+ ! гс

ак как и«~1, а Я„Ъ4(с. Знак « — » показывает, что выходной ток каскада ОЗ меняется в противофазе со входным сигналом. Учитывая, что и,„„= — — 1, Я„ нетрудно найти выражение для коэффициента усиления, по напряжению каскада ОЗ:

Из сравнения выражений (3.24) и (2.П) можно увидеть, что каскад ОЗ имеет такой же по величине коэффициент усиления, что и ОУК,.но в отличие от последнего не переворачивает фазу входного сигнала.

Входное сопротивление каскада ОЗ оказывается небольшим, что является существенным недостатком каскада:

и „Я с+Я 1

"эх

тс !+Рс Лс

Выходное сопротивление каскада 03 с учетом ООС по току равно

Я..=Я«(((Ям+(!+Мс)Я..] =Я«. (3.26)

Входная емкость каскада оназывается отрицательной: С =(С»я+С«я(1 — Ка)](0, и хотя она шунтируется малым Я«ь полоса пропускавия каскада ОЗ шире, чем у ОУК.

Полученные формулы можно использовать и для каскада ОБ, если в них подставить соответствующие параметры БТ.

Так как каскады ОЗ и ОБ имеют малое Я,„, то они обычно используются в сочетании с каскадами ОС или ОК, имеющими малое Я,„,.

На рис. 3.20 показана савва каскада с эмиттерной связью, представляющего собой сочетание эмиттернаго пояторйтеля (на транзисторе Т ) и каскада ОБ (на транзисторе Т»).Так как Я»п»зЯ о 1!Зк, то лют и ! ' »я'

1-

Я *оа+ Я *эп откуда коэффициент усиления всей схемы равен

лк Як Кэс = — (3.27!

2

Входное сопротивление каскада с эмиттерной связью определяется входным сопротивлением повторителя, т. е. достаточно велико, а выходное сопротивление определяется по формуле (3.26).

Каскад с эмиттерной связью, так же как и составляющие его каскады ОК и ОБ, является широкополосным, его верхняя граничная частота обычно ограничивается только частотными свойствами БТ, т. е. ышыы,. Указанный каскад широко используется в интегральных усилительных схемах.

3.7. Каскодная схема

Схема каскоднаго усилителя, или каскода (рпс. 3.2!), представляет собой последовательное включение двух тран-

4!

Распознанный текст из изображения:

т. е. каскод по первому выходу работает как повторитель.

Коэффициент усиления по напряжению по второму выходу каскода (рис. 3.21) равен

и,„„з 1, Рк

Кз = — '" = -= = — Зк Йк

и „ и

зз-

(3.30)

т. е. каскод усиливает сигнал по второму выходу так же, как ОУК.

Входная емкость каскода значительна меньше, чем в ОУК:

С,= Свз+Свв (! +Кз) ви Сзз+2Свк, (3.31)

поэтому для каскода характерна широкая полоса пропускания: ь,шьз.

Такие достоинства каскодных схем, как большое Я, ыдз лая Сч.. широная полоса пропускания, невысокий уровень шумов, обусловили широкое применение нх в малошумяших усилителях в качестве первых каскадов, а также в схемах интегральных усилителей.

42

зисторов Т, и Ть через которые протекает один и тот же ток, Входной сигнал подается на базу транзистора Ть а база транзистора Тз «заземлена» по переменному сигналу. Делители А'з — Рз и з1з — )(з обеспечивают режим покоя транзисторов.

Таким образом, каскод представляет собой последовательное соединение каскадов ОЭ и ОБ. Найдем параметры каскода, считая транзисторы Т, и Т, одинаковыми.

Нагрузкой каскада ОЭ на Т, служит входное сопротивление каскада ОБ на Ть т. е. 'Квз ° =Р вв= 1зЗв. Ток, протекающий через оба транзистора, определяется, согласно (2.10), так;

1кз-=)кз-=!к- = '" = '" ~ Яки..— (328)

ики,„р» и,„

Яж+'гкь- дзк+ 1(хк

Коэффициент усиления по напряжению цо первому выходу

(рис. 3.21) равен

Гк- 11кь

Кз = — = =Зк)1кьи ви1, (3,29)

и,„ и „

3,8. Каскад с разделенной нагрузкой

Схема каскада с разделенной нагрузкой (рнс. 3.22,а и б) совпадает со схемой ОУК, если в последней отключить конденсатор Си (или С,) и сделать второй выход от истока (или а! б

Риз 322 базы). Таким образом, этот каскад имеет два выхода с со. ответствующими коэффициентами усиления (например, для ПТ): Кз Р й 1Кз Р й .(332)

дс 4 йзс 4 йи (з+ Рс) йс+лютлбз (з нзс) Если выбрать сопротивление резнстора Р» из условия рзЛил. Ъ (1(зз+и(,), то

(3 ЗЗ)

йи Если в схеме рис. 3.22, а выбрать й«=Ли, то Кз си — 1, а Кзиз ии1. Это означает, что выходные сигналы равны и противофазиы. Такой каскад называется фазоиизерсиыл. Однако его выходные сопротивления не одинаиовы, что является недостатком. Действительно, из-за наличия последовательной ООС по току (за счет протеиания выходного тока, по резистору )зв) выходное сопротивление по первому выходу (б(,„„зии ж))з) больше, чем по второму (з(.„„зм!г5з). Входное сопротивление фазоинверсного каскада равно

зз Рз(1+ос)зв). (3.34)

Фазоинверсные каскады широко используются в схемах интегральных усилителей, в которых обычно размещаются перед выходным повторителем (см. ниже).

43

Распознанный текст из изображения:

3.9. Дифференциальный каскад

В интегральных усилительных схемах обычно используется непосредственная гальваническая связь между каскадами.

Усилители с гальванической связью (УГС) могут усиливать сигналы низкой частоты вплоть до нулевой. Однако онн обладают существенным недостатком — дрейфом выходного .напряжения, т. е. произвольным медленным изменением его во времени (при постоянном входном сигнале). Причинами дрейфа являются нестабильности параМетров транзисторов, сопротивлений резисторов, емкостей нонденсаторов и напряжений источников питания. Для уменьшения дрейфа наряду с примене- З»м Р нием стабильных источников питания, 1 высококачественных транзисторов, резисторов и конденсаторов, термостатированием схем используется построение Рас 2.22 схем УГС по специальным мостовым балансным схемам. На рнс. 3.23 приведена мостовая схема 'на сопротивлениях Е» Еь Если мост сбалансирован, т. е. выполнено условие

)»1 )»»=)»3')»3 (3.35) выходное напряжение моста не меняется при изменении нап. ряжения источника питания,

Если вместо двух сопротивлений моста включить одинаковые транзисторы, то условие баланса не нарушится. При включении транзисторов в одно плечо (вместо 4(» и Ез) получается схема последовательного балансного каскада, а при включевии а разные плечи (вместо )гз и е») — схем дарал: лельного бдлдисиого дажвла„.называемого также диффейенг циальным, каскадом (ДК)

Дифференциальные каскады являются основными каска. дами интегральных операционных усилителей (ИОУ), именно они определяют основные параметры ИОУ.

Схема простейп»его дифференциального каскада, предназ. наченного для использования в ИОУ, строится на транзисторах и — р — л типа и имеет два входа и два выхода (рис. 3.24). Входные сигналы могут подаваться; а) на два входа одноеременно; 6)' порознь на каждый из входов; в) между входами. В последнем случае входной сигнал назйвается

разностным или дифференциальным. Выходные сигналы могут сниматься с каждого выхода (и... и и,ч,з) или между выходами (п,,=и,„,, — и, „1). В последнем случае выходной сигнал также называется разностным или дифференциальным.

В большинстве схем интегральных ДК требуется обеспечивать равенство нулю потенциалов баз транзисторов при

»г ~

1кмд 0 гы ' 'ллц.

1 — з

Рас. 2,25

Ряс. 3.24 отсутствии входных сигналов (см. ниже). С этой целью в схемах ДК обычно используется трехшннное питание от двух РазнополЯРных источников; Егк>б и Е-к<0, пРичем чаще всего Етк=(Е к).

По условиям баланса схема ДК должна быть полностью симметрична, т. е. Ак»=)»кз=47я1 )»»к»=)»»»кз=)з»к1 8к»= =Як»=Як и т. п. Отсюда вытекает симметрия начальных режимов покоя транзисторов ДК:

=)„ы и„м,=и„, =й)„;

и„ю=()„ю=()„,=ń— ) )(ш (3.33)

и„=й(„,)(.— Е„; (ую,=и, =О;

()а»1»= ()в»в»='Уа»з= — (Ги»=Š— 2)»»Ф)уе

Проведем анализ работы ДК в динамическом режиме. Пусть на два входа ДК подаются входные сигналы и.„» и и.,з, причем и., »)и„з. Эти сигналы можно представить в виде суммы и разности двух сигналов (рис. 3.25): синфазнаго и,„„е= ж' + '*' и дифференциального и„,е=имю — и„з» 2

1 »=пюФ+ 2 п»Ф

(3.37)

2

Распознанный текст из изображения:

Таким образом, воздействие на ДК двух входных сигналов заменяется равноценным ему воздействием двух одинаковых по амплитуде и фазе синфазных сигналов и двух оди. иаковых по амплитуде, но противофазиых дифференциальных сигналов.

Рассмотрим сначала воздействие на ДК только сиифазных сигналов и,,=на.»=ига.ф. При' подаче иа вход каждого транзистора ДК одинаковых сигналов выходные напряжения транзисторов изменяются также одинаково на величину в)итв.

!вам Для ее определения можно объединитькол- 7 лекторы и базы обоих транзисторов, так ввв

как их потенциалы равны. Полученна я при

Увв„ этом эквивалентнаи схема ДК дла си нфазных сигналов рис. 3.26 представляет собой каскад с разделенной нагрузкой, причем

рис. З.яа )7к — — )та!21 7(ва * — — 47е«72; 7«»в =)(в. Ко.

эффициент усиления по напряжению этой эквивалентной схемы, определяемый по формуле (3.33), называется коэффициентом усиления синфазного сигнала ДК

дк-. "к

Кьмфеь — — "' = ——

11э Зг)э

(3.38)

и характеризует изменение уровня выходного сигнала:

и в+и„в

битв=к„.ф и„,ф=К .ф

2

(3.39)

46

Если выходной сигнад снцмается между выходами ДК, то при подаче сивфазных сигналов он равен нулю, так как и,„„,=и,„„»=Лиг», т. е. синфазный сигнал не усиливается в ДК. Это является положительным' свойством ДК, так как одновременное изменение напряжений и„ обоих транзисторов, возникающее под воздействием температуры нли какой- либо помехи, будет действовать как синфазный сигнал и не будет усиливатъся.

Если выходной сигнал снимается с одного выхода ДК, то изменение его уровня битв может привести к появлению ложного сигнала в последующих каскадах. Поэтому при построении схем ДК стремятся ко всемерному уменьшению К„,ф. Простое увеличение )гв требует соответствующего увеличения уа и не дает большого эффекта, поэтому вместо резистора )7» обычно в схемах ДК используют генератор стабильного

тока, имеющий большое внутреннее сопротивление 77,.„. по переменному току и позволяющий снизить величину К,„„ф до 10 в — 1О " Кроме того, использование генератора стабильного тока позволяет снизить дрейф выходного напряжении [3, 4].

Схема генератора стабильного тока (ГСТ) приведена на рис. 3.27 Делатель 7(, — Г, — )7» служив для обеспечения напряжения начального смещения на базе транзистора Гь Транзистор Г, имеет близкие с Г, характеристики и включен как диод, что обеспечивает температурную стабильность указанного напряжения смещения, а следовательно, и выходного тока ГСТ ум равного

в Бэв вгэв+ 1 зэв Ггвэв 17в 3 40) 7« ——

д

з э э

Стабильность тока 7в в нагрузке обеспечивается высоким эквивалентным сопротивлением ГСТ )7» „„ достигающим десятков мегаом.

Рассмотрим теперь воздействие иа ДК только дифференциальных входных сигналов: пю г=иввф)2 и и„„в= — иа„ф)2. В симметричном ДК увеличение потенциала эмиттера под воздействием ивш будет 1! 1! 1« 1г компенсироваться таким же уьгеньшением его под воздействием и„ в, т. е. потенциал эмиттера меняться не будет, и его можно считать «заземленным» по переменному сигналу. Таким образом, при подаче диф. ' г, ференцнальных гнгналов оба транзистора ДК как бы включены по схеме ОЭ и обес- р 327 печивают одинаковое усиление этих сигналов: К= — Юв()7«з17,вв), а их выходные напряжения будут меняться одинаково и в противофазе, так каи и„,)0, а и„в( Отсюда нетрудно найти коэффициент усиления ДК для диф. ференциального сигнала:

13.41)

ав.ф

Возвратимся к исходной ситуации и рассмотрим воздействие на ДК двух неодинаковых входных сигналов ы„ ~чь Фи„ в. Используя принцип суперпозиция для линейного режима работы ДК, найдем выходные сигналы как суммы

47

Распознанный текст из изображения:

сигналов от воздействия синфазных и дифференциальных со. ставляющих входных сигналов:

и „,+и

и...,= — (и...— ...)+К...„

(3.42)

и. „в= — — (и., е —,и„в)+К,„„е

Согласно этим уравнениям, в ДК наряду с полезным усилением разности выходных сигналов происходит и бесполезное усиление их суммы, которое

Гр

П вЂ” х);- )--~дядим

Улу Г

6

Тг т;

можно представить как одновременное и одинаковое изменение среднего уровня сигнала на каждом выходе. Сказанное хорошо иллюстрирует потенциальная диаграмма рис. 3.28, на которой Аи,„=им|в

и

Если снимать выходной сигнал

между выходами ДК, т. е. прн симметричном выходе, то получим только полезное усиление разности входных сигналов в К„е раз:

и,„„=и,„„, — и,„,в=К„е(икш — и„в). (ЗАЗ)

Однако и в этом случае из-за неидеальной симметрии плеч ДК может наблюдаться смещение уровня на его выходе. Чем меныпе величина К...е, тем меньше это смещение как при симметричном, так и несимметричном выходах. Показателем качества дк является отношение кч,э(К«„„е, называемое иоэффициентом ослабления'синфазнпго сигнала'.

Кас«=Кк.е)К -е=йун)(в-.. (3.44)

При использовании ГСТ в схеме ДК удается получить вели.

чину Каас до 104 — 1Ов

Для уменьшения смещения уровня выходного напряжения

ДК кроме увеличения Касс необходимо предусматривать в с, еь.,"" схеме ДК возможность балансировки устраняющей несимметрию схемы. С этой целью в схему ДК вводится балаисировочный резистор )(с„, Его можно включить в цепь коллектора (рис. 3.29,и), изменяя сопротицления Ак, и Кну в верхних плечах моста, или в цель базы одного из транзисторов (рис. 3.29,6), изменяя сопротивление )(д в одном из нижних плеч моста. В последнем случае вход1ой сигнал подается только на один вход ДК, а схема балансировки не должна

влиять на работу транзистора, т. е. должно выполняться условие )Ус„»)4,„.

Входное сопротивление схемы ДК для синфазного сигнала (т. е. между одним входом и землей) можно определить из эквивалентной схемы рис. 3.2б, как для фазоинверсного каскада:

(3.45) Это сопротивление при использовании ГСТ достигает величин в десятки мегаом.

УУ

еу

Рнс ЗВЭ

Входное сопротивлейие схемы ДК для дифференциального сигнала (т. е. между входами ДК) равно

)(,„к,э 2Км. (3.48)

На рис З.ЗО,и )заказана обобщенная схема входной цепи ДК.

Выходное сопротивление ДК для симметричного выхода определяется из схемы замещения выходной цепи ДК ваь У, р, У, У, Укри у Р и Ри е„ь

Рнс З.зо (рис. 3.30,6). При этом учитывается, что шины питания по переменному току «заземлены», а )гв )))(ек и йеек»)ск:

)7 =2)(ек)(2)еи 2)ен. (3.47) 4 ЗЭВ4 4Э

Распознанный текст из изображения:

Вколное сопротивление ДК для несимметричного выхода определяется из схемы замещения рис. 3.30,а

)(...... =(Их+Як)Ивсе)(» (3.48) и оказывается в 2 раза меньшим.

Верхняя граничная частота, а следовательно, и полоса пропускания Щ=Д) ДК невелика, так как при усилении

г з дгг

Рас. 3.31 дифференциального вхолиого сигнала ДК эквивалентен ОУК и его входная емкость сравнительно велика:

(3.49) 50

В дифференциальных каскадах, разрабатываемых для

применения в интегральных операционных усилителях, стремятся обеспечить максимально возможные )(ы Кы,к и Ь) В связи с этим схемы таких ДК более сложные, чем приведенная иа рис, 3.24

Для увеличения й., (до десятков и сотен килоом) стре

мятся уменьшить входные (до десятков †сот наиоампер) и выходные (до еднниц микроампер) токи транзисторов ДК "ч!':., ' При этом для увеличения крутизны транзисторов, а следовательно, и К„е используют в плечах ДК составные транзисторы (рис. 3.31,а). Существенное увеличение 44,„ (до сотен меф:

гаом) дает применение схем ДК на полевых транзисторах (рис. 3.31,б), однако Кх„е в таких каскадах относительно невелико из.за невысокой крутизны 5с полевых транзисторов. .Ж:::

Для существенного увеличения К„„е в плечах ДК испольЖгь зуется динамическая нагрузив в виде транзисторов р — л — р

типа (рис. 3.31,а и г). При этом эквивалентное сопротивле. ф:,"'; ние нагрузки )уи ° =Вк+Ль(1+Рк) может достигать нескольких мегаом, а К„,е †нескольк тысяч.

С целью расширения полосы пропускания плечи ДК могут выполняться по каскодной схеме (рис. 3.31,д). Отличие этой схемы от схемы с динамическими нагрузками (рнс. Ф. 3.31,г) в том, что в ией все транзисторы л — р — л типа

3.10. Схема перехода к одиночному выходу

В большинстве электронных схем выходное напряжение

снимается относительно нулевого потенциала («земли»). Сни.

мать же выходной сигнал с несимметричного выхода ДК нельзя, так как яри этом велик дрейф выходного напряже 'ф!!:" ния, з также неполностью используется К„е.

"!Ъ

Поэтому в схемах ИОУ используют специальные схемы

перехода ат симметричного выхода ДК к одиночному выхо.

ду. Одним из вариантов такой схемы может служить несимметричный ДКг, являющийся симметричной нагрузкой для ДК, (рис. 3.32). Несимметричный ДК отличается от рассмотренного ранее каскада с эмиттерной связью (рис. 3.20) тем, что имеет два входа. Подаваемый на базу транзистора

1(„.„е

Т, сигнал и„„э= в — (и„ > — и„,) будет усилен в К„=

2

= — ' раз, а подаваемый на базу Т, сигнал и,», ~=

зк йкч

2

4ч

Распознанный текст из изображения:

2 = — (икю — и,„з) будет усилен, как в симметричном ДК

К,.е при несимметричном выходе,' т. е. тоже в раз. По Заика

2 принципу суперпозиции общее выходное напряжение ДКк будет равно

и...= — Кю Кк.е (и.,— и...). (3.50)

Ясно, что синфазный входной сигнал, а следовательно, и дрейф выходного напряжения ДК, схемой ДК, усиливаться не будет,

" бк Виа кк -бк Рас 332

Рас. З.ЗЗ

3.11. Каскады сдвига уровня сигнала

Ввиду того, что между каскадамн ИОУ применяется гальваническая связь, постоянная составляющая усиливаемого сигнала обычно повышается по постоянному уровню. В то же время на выходе ИОУ должен обеспечиваться нулевой уровень выходного сигнала при и„=б. С этой целью в схемах ОУ используются специальные схемы сдвига уровня сигнала.

Схема сдвига не должна накладывать значительной ошибки на постоянную составляющую сигнала при изменении питающих напряжений и внешней температуры, а также искажать переменную составляющую сдвигаемого по уровню сигнала.

Чаще всего схема сдвига уровня строится на основе ГСТ' ток 1, которого, проходя через резистор с определенным сбкротивлением Кк, создает на нем требуемое постоянное напра. жение сдвига. Сопротивления )Зз и )З... ГСТ создают делитель напряжения для переменной составляющей сдвигаемого сигнала с коэффициентом передачи, близким к единице, так как К...»)ге. Для обеспечения нулевого уровня сдвига сигнала схема сдвига должна иметь трехшинное питание (рис. 3.33).

4. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ ДЛЯ УСИЛЕНИЯ

И ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ

4.1. Классификация н схемотехника интегральных

операционных усилителей

Интегральные операционные усилители (ОУ) представляют собой усилители с непосредственной (гальванической) связью и большим коэффициентом усиления и предназначены для работы с глубокой обратной связью. Свойства схем, построенных на ОУ, практически полностью определяются видои и характеристиками элементов, включенных в цепь обратной связи. Действительно, при охвате ОУ последовательной илн параллельной ООС, как следует из формул (3.2) и (3.У), при К»1 К..= 1)б или К..= — Ез)гь

Выпускаемые отечественной промышленностью интегральные ОУ делятся на 4 группы: усилители'общего назначения, прецизионные или измерительные, высокоскоростные и микро- мощные (4 — 6]. Наиболее распространенными являются ОУ общего назначения, поэтому в данбом разделе будут рассмотрены вопросы построения с ециальных усилителей на основе интегральных ОУ общегоу(азначения.

Интегральные ОУ общего назначения первых разработок (первого поколения) имеют трехкаскадную структуру, а последующик разработок — уплько двухкаскадную. „Первый каскад ОУ вЂ э дифференциальный каскад, он определяет входные параметры ОУ. Второй 'каскад †дифференциальн каскад в трехкаскадиом ОУ или ОУК вЂ” в двухкаскадном ОУ. Этот каскад о~уеделяет общую величину коэффициента усиления' ОУ и обеспечивает в двухкаскаднам ОУ согласование йходного'и выходного каскадов. На выкоде йсех ОУ ставится выходной каскад, обеспечивающий малое выходное сопротивление ОУ. Этот каскад представляет собой одно- или двухтактный эмиттериый повторитель. В трехкаскадном ОУ имеется также каскад сдвига уровня сигнала, а третий усилительный каскад выполняется по"схеме'ОУК или совмещается с выходным.

Рассмотрим для примера принципиальную схему ОУ первого поколения типа К14ОУД1А (рис. 4,1). Первый ДК на транзисторах Т, и Т, имеет небольшое значение Кх,е= 1О— †, так как с целью повышения )(,„ н улучшения шумовых и дрейфовых параметров ток !е имеет небольшую величину

Распознанный текст из изображения:

(порядка десятков микроампер). Второй каскад (Т« и Т,) является эмиттерно-связанным и выполняет одновременно функции усиления и перехода к одиночному выходу (см.

4 3.11). Режим входного ДК фиксируется с помощью ГСТ (транзисторы Т, н Т,). Сигнал со второго каскада через повторитель на Т, подается на схему сдвига уровня (резистор )сэ и ГСТ на Т, и Т,). Выходной каскад — эмиттерный понто

многоэмиттерные и многоколлекторные транзисторы, супер- бетта транзисторы и т. и. [8]. Это позволяет существенно улучшить электрические параметры и эксплуатационные свойства ОУ.

4.2. Параметры операционных усилителей

общего назначения

Схемотехническое изображение ОУ приведено на рис. 4.2. Знаком «+» обозначен неинвертирующий вход ОУ, а знаком « †» — инвертирующий. При подаче сигнала на неинвертирующий вход выходное напряжение ОУ будет совпадать по фазе со входным, а при подаче на иивертирующий будет в противофазе.

Качество определенного типа ОУ можно оценить по степени приближения его параметров к параметрам так называемого идеального ОУ с бесконечными значениями К; 4(ы А) и нулевым Л,, Кроме того, идеальный ОУ не имеет статических, шумовых и дрейфовых ошибок, проявляющихся с течением времени и при изменениях температуры [5, 6],

Рнс 4 !

ритель иа Т, охвачен неглубокой положительной ОС (череа Кп, Я~», К,е и транзистор Т,) и имеет коэффициент усиления 2 — 5. При этан в схеме ОУ обеспечивается объединение функций третьего усилительного и выходного каскадов и улучшается воспроизведение на выходе ОУ отрицательной полуволны напряжения. Для коррекции АЧХ ОУ (см. ниже) используется емкость запертого диода Ль Номиналы резисторов и режимы транзисторов в схеме рвс. 4.1 выбран)л таким образом, что и,„„=О при и.,=О..

Усилитель К14ОУД1А имеет ряд недостатков: небольшую величину коэффициента усиления (800 — 4000), малое сопротивление входное ()(,.)4 кОм) и большое выходное К,„, (примерно 700 Ом), малое быстродействие. Для обеспечения устойчивого режима работы этого типа ОУ, как и всех трех- каскадных ОУ, требуется 5 — 1О навесных элементов [4 — 6], чта значительно затрулняет его эксплуатацию.

От указанных недостатков в значительной мере свободны ОУ более поздних разработок. Несмотря иа упрощение структурной схемы они имеют более сложные принципиальные схемы, включающие до 20 — 50 транзисторов разного тица проводимости как биполярных, так и полевых, а также

Вя

Вая

Рес 4.2

Знание параметров ОУ позволяет выбрать необходимый для данного устройства тип ОУ и обеспечить оптимальный режим ега работы. .$~:: Основными параметрами ОУ являются:

— коэффициент усиления К определяется отношением изменения выходного напряжения ОУ к вызвавшему его изменению напряжения между входами при разомкнутой цепи об ратной связи. В современных ОУ величина К достигает десятков, а иногда и сотен тысяч;

— коэффициент ослабления синфиэного сигнала Касс (определение см. в 6 3.1!), так же как и у ДК, является мерой качества ОУ и достигает величины 1О' — 10' (или 60— 100 дБ),

55

Распознанный текст из изображения:

$

$

ЗЬ

Рнс. 4.3

в)

е„

Ге

вг

Рве. 4б

Рвс. 4.4

бб

— входное сопротивление дифференциальное Л,„между входамн ОУ имеет величину от нескольких килоом до нескольких мегаом;

— входное сопротивление длл сиифазлого сигнала )7 с определяется между замкнутыии накоротко входами ОУ и землей и составляет величину в десятки мегаом;

— выходное сопротивление К,„„ для разных типов ОУ находится в пределах 20 †20 Ом. 1.1а рис. 4.3 приведена пол. ная схема замещения ОУ;

— полоса пролускаиил Ь[ для ОУ определяется откулевой частоты до частоты единичного усиления [т, которая для раз.

ных типов ОУ находится в пределах от десятков килогерц до десятков мегагерц. Полоса пропускания зависит от вида АЧХ ОУ, которая в свою очередь определяется не только типом ОУ, но и внешними и внутренними цепями коррекции (см. ниже);

— напряжение смещения нуля (7, ь — это то напряжение, которое необходимо приложить между входами ОУ, чтобы на его выходе был нуль. Величина ~(), г зависит от степени несимметричности первого каскада ОУ и составляет обычно единицы мВ;

— входные токи!,м (1 — 100 мкА) определяются при и„= =0 и представляют собой начальные входные токи транзисторов первого ДК. Чем меньше эти токи, тем выше (7., ОУ,

— Разность входных токов А)„ь (0,1 † мкА) зависит от степени несимметричности первого каскада ОУ.

Кроме перечисленных основных существуют.и другие ста. тические, динамические и эксплуатадионные параметры ОУ ф4 — 6[. Определения некоторых из них будут по мере необходимости приведены ниже при рассмотрении вопросов применения ОУ.

Рассмотрим подробнее амплитудные н частотные характеристики ОУ.

Амплитудные характеристики сбалансированного ОУ приведены на рис. 4.4,а и представляют собой зависимости выходного напряжения от поданного на один из входов сигнала. Угол наклона линейных участков АХ равен о=его(ОК. Максимальные значения и, „ограничены напряжениями источников питания Еьк и Š†„. В несбалансированной схеме ОУ амплитудная характеристика обычно несимметрична относительно нуля из-за несбалансированности входного ДК (на рис. 4.4,б показана для неинвертирующего входа). Для балансировки в схемах ОУ обычно предусматривается подключение подстроечного резистора к специальным выводам.

На рис. 4.5,а и б приведены ЛАЧХ н ФЧХ трехкаскадно-

з![г

ге ,Еь, -гезм м евУ[р!, -!зуев

3, у ем

-еевв

Еег е~гуг 'з! гв,

е

-ж---- -ме.— — — ' вг -гга! — — — - ——

го ОУ. В общем случае ганой ОУ имеет 3 частоты среза, после каждой из которых наклон ЛАЧХ изменяется на — 20 дБгдек., а величина фазового сдвига уменьшается скачком на — 90' Если ОУ охвачен отрицательной ОС (например, последовательной по напряжению, причем !) не зависит от частоты), то его ЛАЧХ должна представлять собой прямую, параллельную оси абсцисс, так как Кос=1)0=сова!. Однако это равенство будет соблюдаться на низких частотах, когда К» 1. При увеличении [ с уменьшением К будет уменьшаться и Кьс. Например, при [=[т. К= 1 и К„= !((1 +6). В соответствии с изложенным ЛАЧХ ОУ с ОС можно аппроксимировать прямой Кос=!!0 до пересечения с ЛАЧХ ОУ без ОС, а затем отрезками этой ЛАЧХ, расположенными ниже прямой 110 (пунктир на рис. 4.5,а).

57

Распознанный текст из изображения:

Если прямая 176 пересекается с ЛАЧХ без ОС в точках, где наклон последней превышает 20 дБ/дек., то может возникнуть самовозбуждение усилителя, так как при этом до. полнительный сдвиг фазм сигнала в усилителе станет равным или большим 180' "(см. ФЧХ ОУ на рис. 4.5, б), что с учетом сдвига фазы на !80', необходимого для реализации отрицательной ОС, и приведет к возникновению положительной ОС на высоких частотах. Положение прямой 176 зависит от глубины ООС. Чем более глубокой ООС охвачен ОУ, тем ниже располагается прямая. 176 (рис. 4.5,а) и тем выше вероятность возбуждения ОУ. Для избежания последнего применяются цепочки коррекции в виде конденсатора или последовательного соединения конденсатора и резистора, которые подключаются извне к выходу всего ОУ или какого- либо его каскада (внешняя коррекция) илн внутри к выхоЛу второго или третьего каскада (внутренняя коррекция). С помощью этих цепочек, уменьшается ),» и «срезается»

бр «р г ,э„»«и«~

йр '4 Р

Ркс. 4а часть ЛАЧХ ОУ. На рис. 4.6,а приведены пунктиром характеристики ОУ, полученные для разных случаев коррекции.

Коррекция называется полной, когда ЛАЧХ проходит через точку )т с наклоном — 20 дБ(дек. Для осуществления такой коррекции в трехкаскадном ОУ требуется как минимум две цепи коррекции: одна внутренняя (например, диод Д, в схеме рис. 4.1), а другая — внешняя. Для двухкаскадного ОУ достаточно одной цепи коррекции. Большинство таких ОУ выпускаются с полной внутренней коррекцией.

При полной коррекции можно исвольэовать весь частот. ный диапазон ОУ вплоть до частоты )т. Действительно, при этом обеспечивается устойчивая работа ОУ при любой глубине ОС, т. е. при любом значении К„в диапазоне от К до 1 и любой частоте в диапазоне от 0 до )т. Однако при полной коррекции с увеличением Кии уменьшается полосн частот, в которой обеспечивается это значение Ки«, так как Ь)=)т!Кии (рис. 4.6,б). Для того чтобы обеспечить большее значение А) при некотором заданном значении Кеп следует применять неполную коррекцию. При этом ЛАЧХ должна до значения К„идти с наклоном — 20 дБ/дек„а после — с наклоном— — 40 дБ!дек., т. е. «срезание» ЛАЧХ должно производиться только до заданной величины Кем Рис. 4.6,в иллюстрирует выигрыш в величине полосы пропускания прн заданном Ки„ а рис. 4.6,« — выигрыш в величине К„ при заданной ЬК получаемые при неполной коррекции. Для осуществления такой коррекции в двухкаскадных ОУ с полной внутренней кор. рекцией следует использовать внешние цепочки, которые можно назвать цепочками «антикоррекции». Параметры таких цепочек для отечественных ОУ приводятся в указаниях по их эксплуатации. Некоторые примеры приведены также в (6) .

4.3. Основные схемы включения

операционных усилителей

Основными схемами включения ОУ ивляются схемы ннвертирующего, неинвертирующего н дифференциального включения. Анализ этих схем можно производить из усло7» 4«

иэй ри, и

и,и

и

Рис. 4.7

В

- ° о».. -~лг ;,";ф;,;,7 При этом можйотакже считать, что входные токи н напряжение между входами ОУ равны нулю.

;,Инвертирующее включение ОУ поназано на рис. 4.7. Резисторы К, и Яэ образуют цепь параллельной ООС по напряжению, входной сигнал подается на инвертирующий вход, а

Распознанный текст из изображения:

другой вход ОУ заземлен ко переменному сигналу с помощью резистора Кь Так как напряжение и, между входами ОУ считается равным нулю (при К=се), то и иивертирующий вход по переменному сигналу можно считать заземленным, При этом точку ! на рис. 4.7 называют «кажущейся» или «виртуальной» землей.

С учетом того, что и, =0 и а„=б, получаем равенство токов 1,=1, или и,„Я,= — и...)К»доткуда коэффициент усиления инвертирующего усилителя равен

Кя = — )(а)Кь (4.! ) При ))а=К, инвертнруюпаий усилитель является инвертором с коэффициентом усиления К„= — 1.

Входное сопротивление инвертирующего усилителя равно

и и Ка (4.2)

а выходное сопротивление определяется, согласно (3.11), так:

ох

(4.3)

1 4 КД,!(л»-~ Л,) '

При достаточно глубокой ОС, когда' Кя ~К:

(хи+1)

)г и )с ст (4.4)

Выражения (4.1) — (4.4) верны в полосе частот пронускания инвертирующего усилителя. Вне ее, когда (-»сс: К-»0, Ки-»0, Й я»А'!+К»~1А' «, К и»)7»и

Выходное напряжение смещения инвертирующего усилителя, собранного на реальном ОУ, зависит от входных параметров ОУ. При и„,=и„»=0 это смещение равно

О,„=(а, а — '+! ««Да — ! щйа ' . (4.5) Если выбрать К, из условия К»=К,Иа, то влияние начальных входных токов ОУ на (7, „,„устраняется. При этом остается влияние напряжения смещения нуля и разйости начальных входных токов ОУ

(7,.„.= ( ~'"' +Л!.„)Кя

(4.6)

да

которое можно устранить с помощью схемы балансировки инвертирующего усилителя. Пример такой схемы дан на рис. 4.8.

бо

Полоса пропуснания инвертирующего усилителя определяется частотой среза, которая зависит от )т и Кя.'

б)=)„щ),!К.. (4.7)

дг

(4.9)

Рзс. 4В Рис 4.9

Иивертирующий усилитель может использоваться как

а ,;",; ' преобразователь тока в напряжение, если )7,=0 (рис. 4.9).

При этом

1,„=аз= — и,„.783 и, .= — 1„К. (4.8)

Входное сопротивление схемы рис. 4.9 невелико н, согласно

формуле (3.10), равняется К,„=Я)К

— ап в чаэс ""

рис. 4.!О. Входной сигнал подается на неинвертирующий вход

гг

л

щ и

иаис

иа

Ряс. 4.!О

через резистор Кз. По иивертирующему входу ОУ охвачен

последовательной ООС по напряжению через делитель К,—

Ка. Так же как и в схеме инвертнрующего включения ОУ,

величина Ка должна выбиратьси из условия К»=Кп1Ка.

Исходя из свойств ООС, нетрудно вывести выражения

!)(зс для параметров иеинвертирующего усилителя:

К..= —" ам))()=1+ ДД1

3 1«кй д

К ив=К х(1+К 8) Йю х' К)Квв! (4.10)

61

Распознанный текст из изображения:

Как видно из этих формул, неинвертирующий усилитель не переворачивает фазу входного сигнала и имеет большое входное сопротивление.

При Аз=О и )(~=оо иеинвертируюший усилитель являет. ся аналогом повторителя (рис. 4.11) и имеет наибольшее входное сопротивление. Я- Рвс 41!

Рис. 4.12

Выражения (4.9) — (4.1!) верны в полосе частот неиивертирующего усилителя. С ростом ) К-ьб, Квв О, )4 ия-ь -ь)4 4, Кы 44я-ыЙ оы.

Дифференциальное включение ОУ (рис. 4.12) представляет собой сочетание инвертирующего и неинвертирующего включений. В схеме рис. 4.12 действуют одновременно две ООС по напряжению: параллельная — по инвертирующему входу и последовательная — по неинвертнрующему. При подаче сигналов одновременно на оба входа выходное напряжение дифференциального усилителя определится по принципу суперпозиции: и„„„= — — яви+ ((+ — ') ' .и„„,. (4 12)

й~ Й4 йы + й4

Схема дифференциального включения ОУ должна быть строго симметрична, т. е. должны выполняться условия )44= =)44 и )44=444. при этом выходной сигнал дифференциального усилителя пропорционален разности входных сигналов. и,„„= —" (и„з — и.„), (4.13)

Я4 а прн й~=)(4=444=ц4 иыы =и

Оба случая соответствуют также минимальному влиянию начальных входных таков реального ОУ, так нак суммарные сопротивления, подключаемые к каждому из входов, оказываются одинаковыми: )44)тз/(Я~+Аз) =Кз)44)(Кз+й4).

Если требование строгой симметричности дифференциаль.

ного включения ОУ ие выполняетея, то ярн этом не только

при выполнении условий К,=из — — 9; Йз=)44=0. Если через входные зажимы

Рвс 4.13 такого преобразователя протекают токи

гйи и („ь то выходное напряжение его будет пропорционально их разности:

и...=й (14.з — 4;.,). (4.14)

4.4. Суммирующие, интегрирующие

н дифференцирующие усилители

Усилители, строящиеся иа основе ОУ, можно условно разделить иа несколько групп в зависимости от характера обратной связи, функционального назначения и т. п.

Суммирующие, интегрирующие и дифференцирующие усилители относятся к группе усилителей с линейной ОС, в которых сигнал ОС пропорционален выходному сигналу, независимо от величины последнего.

Операции суммирования, интегрирования и дифференцирования можно производить с помощью пассивных цепочек, состоиших из резисторов и конденсаторов (см. например, гл. 1), однако качественные ионазатели операций будут невысоки. Существенно улучшить эти показатели можно с помощью суммирующего, интегрирующего н дифференцируюшего усилителей.

Простейший суммирующий усилитель представляет собой схему инвертируюшего включения ОУ, на вход которой через резисторы )(, — К„подаются Д4 суммируемых сигналов (рис.

4.!4). Считая ОУ идеальным, можно записать 1...+4.,4+ ... + +4,я=(..„ИЛИ и.„)К+и З)КЗ+...+и.,ы/К„= — и, !Кос. Отсюда выходное напряжение сумматора равно

и ы = ВКи4'и

4ы!

(4.15)

63

" ,сказывается влияние начальных входных токов ОУ, но н ухулшается коэффициент ослабления синфавных сигналов Ко.с. Действительно, в этом случае при и„,=и„з, как следует из (4.12), и, . не равно нулю, т. е. происходит усиление синфазных сигналов.

Дифференциальное включение ОУ можно применять для преобразования незаземленного источника сигнала в источ-

ник, выходное напряжение которого нз- Р меняется относительно земли.

Другим возможным применением дифференциального включения ОУ является преобразователь разности токов в напряжение (рис. 4.13), получающийся

Распознанный текст из изображения:

.иэ

а

-х

Рис. 4!7

Ряс. 4хб

ам яг

Рнс. 4.15

Ряс. 4.!4

(4.17)

где Кю= — ))ос(77,— коэффициент передачи г-го входного сигнала или весовОй коэффициент этого сигнала.

Прн Ро=йэ= ... ))м=))ос=)7 выходной сигнал пред. ставляет собой инвертированную сумму входных сигналов и,,= — (и,„,+и,„э+ ... +и„).

Для устранения влияния начальных входных токов ОУ сопротивление )7 в цепи неинвертирующего входа схемы рис. 4.14 должно удовлетворять условию

! 1 1

— — +~—

Й !!ос,, Йг

а лля уменьшения погрешности суммирования сопротивления источников сигналов должны быть намного меньше сопротивлений )7ь )(т,...,)(м. При выполнении условия )7!, )(т, .,

)7 «)(сс)К схема рис. 4.14 обеспечивает хорошую развязку источников сигналов.

Более сложный параллельный суммирующий усилитель на основе дифференциального включения ОУ (рис. 4.15) позволяет производить одновременное суммирование н вычитаниес заданными весовыми коэффициентами большого числа сигналов. Полный расчет такого сумматора довольно трудоемок (б], тлк как помимо обеспечения заданных весовых коэффициентов для нормальной работы схемы рис. 4.15 необходимо также обеспечить выполнение условия

а!+а!+ ... +а =а'!+аз+ .. +ам,

где а~ =)(н/17с ат=йя)йт;..:, а = Йя)Рм;

а'!=!7ниЯ'!! а'т=)(ни/)7'т! ...', а'м=)(яиЯ'м.

Полное выходное напряжение параллельного сумматора при выполнении условия (4.17) будет равно

и м

и,, = — Х и.ма,+ 2 и'„!а'е (4.18)

г-! г=!

При 51=М=1 схема рис. 4.!5 превращается в схему дифференциального усилителя рис. 4.12, уравнение (4.18) — в уравнение (4.13), а при М=О получается обычный суиматор рис. 4.14, уравнение (4.18) оказывается идентичным уравнению (4.15).

Схема интегрирующего усилителя на ОУ приведена пл рис. 4.1б. Коэффициент передачи его

я т

совпадает с выражением (1.10) для интегрирующей 7)О-цепи, т. е. рассматриваемый усилитель осуществляет операцию интсгрирования входного сигнала:

и„„(!) = — — ) и..(!)ой (4.20)

ЛС э

Если на вход интегрирующего усилителя поступает гармонический сиюгал, то амплитуда выходного сигнала будет обратно пропорциональна частоте сигнала:

С,„„

и, .(!)= — — / (Гама!пм!41= — — '"" созм!. (4.21)

8С э мйС

Если иа вход поступает ступенька напряжения (),м, то выходной сигнал будет линейно возрастать со скоростью, определяемой постоянной времени интегрирования с=4)С (рис.

4.17):

и', „(!) = — — ) ()юм(!= в †'"+ , (4.22)

ЯСо т

Распознанный текст из изображения:

Погрешность интегрирования входного сигнала, т. е. линейность выходного сигнала интегрирующего усилителя, зависит от степени неидеальности ОУ. Влияние напряжения смешения нуля н разности входных токов ОУ устраняется с помощью соответствующей схемы балансировки. Рассмотрим влияние конечной величины коэффициента усиления ОУ на погрешность интегрирования. Точное выражение для коэффициента передачи интегрирующего усилителя, согласно (3.8), равно

«т. к к

Из (4.23) следует, что выходное напряжение при постоянном входном сигнале будет стремиться по экспоненте с постоянной времени г„и=ЛС(!+К) к значению — КО,ы!

и",„„(!)= — К(l,„е(1 — е ' )

(4.24) Выражение (4.24),переходит в (4.22), если экспоненту разложить в ряд и ограничиться двумя членамн разложения:

! гз

е 'з =1 — — +2 — — ° ° ° .

т „г

Остальные члены разложения характеризуют степень отклонения и"..(!) от и',„,(!), т, е. абсолютную погрешность интегрирования (рис. 4.17). Обычно пользуются понятием относительной погрешности интегрирования

й „!0 — и „(0 !

(4 26)

и (0 хйС(! т К)

из формулы для которой видно, что

она тем меньше, чем меньше время

зяма ДУ интегрирования и больше коэффициент усиления ОУ.

дм В отличие ат рассмотренных рахд за нее усилителей с ООС в интегрируl юшем усилителе цепь обратной

связи имеет частотнозависимый коэффициент передачи

Ряс 4.)а д )дс

й+1))еп 1+!иДС

(4.27)

На рис. 4.!8 приведены ЛАЧХ цепи ОС, ОУ без ОС.и интегрирующего усилителя.

(4.25)

Схема днфференцирующего усилителя на ОУ приведена ':;.":" на рис. 4.19. Коэффициент передачи его

Я Кане = — — = -)иЛС )1!вп

(4.28)

й

сг т4 иг, Рис. 4,)Е

Рнс. 4.ЗО совпадает с выражением (!.5) для диффереицируюшей ЛС- цепи, т. е. этот усилитель осуществляет операцию дифференцирования входного сигнала: из~ «(!) )(С ии иг

(4.29)

При подаче на вход дифференцнрующего усилителя гармонического сигнала амплитуда выходного сигнала будет пропорциональна частоте: и„„(!) = — 17С '"' — мйС(),ю сов м!. (4.30) Ы(0, з!ои))

ш

На рис. 4.20 приведены ЛАЧХ цепи ОС, ОУ без ОС и диф';., 'ференцнруюшего усилителя. На высоких частотах цепь ОС вносит дополнительный фазовый сдвиг 90; поэтому днфференцирующий усилитель склонен к самовозбуждеиню. Для ,,-, устранения этого на вход дифференцирующего усилителя последовательно с конденсатором включают резистор )7! с небольшим сопротивлением — сотни ом (рис. 4.19). 4Л. Логарифмические н антнлогарифмические

усилители, перемножители сигналов

В логарифмических и антилогарифмцческнх (экспоненцнъ альных) усилителях используется нелинейная ООС, при кото',;: рой напряжение и„нелинейно зависцт от напряжения и,,

В логарифмических усилителях (ЛУ) в качестве нелиней-

:;" ного элемента Ет в цепи ОС испольэуется р — л-переход дно';;:., да или биполярного транзистора (рйс. 4,21,а и б). Вольт-ам-

йе е7

Распознанный текст из изображения:

(4.31)

и,*р — — Д 1п (г„»!1,«р),

Ряс. 4.22

Рас. 42!

Рис. 4.28

88

первая характеристика р — и-перехода описывается выраже-

нием

где и„р и Л,р — напряжение и ток р — и-перехода; * — постаянный коэффициент, зависящий от конструкции р — и-перехода; 1,»р — обратный ток р — п-перехода.

' С учетом «виртуальной земли» в точке ! и отсутствия входного тока ОУ нетрудно найти напряжение и так Р— и-

А

х.

г 2, ДГ

г А

и г х ° иг,

з«» и * » "зм и« и

л!

"им

игщ

перехода: и„»= — и, ы 1„»=и.,!)1. Отсюда с учетом (4.31) получается логарифмйческая зависимость между входным и выходным напряжениями;

И, »~ — и 1П м = — а!Пи„+й 1П1,4»)т. (4.32)

1«4»й

Чем больше отношение и,П!.е»)«,, тем меньше погрешность логарифмирования входного сигнала. Кроме того, на пагреш. ность логарифмирования влияет неидеальность ОУ.

В антилогарифмических усилителях (АЛУ) нелинейный элемент — р — и-переход — используется вместо элемента 2 цепи ОС (рис. 4.22). В этом случае выходное напряжение экспоненциально зависит ат входного:

и,„„= — 1,~»)(

Практические схемы ЛУ и АЛУ с целью повышения ка. честна логарифмирования, а также расширения динамического диапазона обычно бывают более сложными по сравнению со схемами рис. 4.21 и 4.22 [б]. Эти усилители находят широкое применение Л устройствах вычислительной техники, системах автоматики и' т. п.

В этих же областях техники применяются и неремножители сигналов. Из различных типов перемножителей рассмотрим наиболее широко применяемые: логарифмические и с переменной крутизной,

Логарифмические перемножители строятся по схеме, в которой последовательно выполняются операции логарифмирования перемиожаемых сигналов и, н ие суммирования логарифмов и аитилогарифмироваиия полученной суммы:

и, . апГйп[1пи.+(пи„]=и и„. (4.34)

Наиболее простую схему имеют так называемые одноивадрантные перамножители, допускающие перемножение сигналов только положительной полярности, а наиболее сложную — четырехквадрантные, допускающие перемножение сигналов любой полярности.

На рис. 4.23 приведена структурная схема одноквадрантного логарифмического перемножнтеля, состоящего нз двух

логарифмических усилителей А, и Ав инвертирующего сум. матора А, и антилогарнфмического усилителя А,.

Достоинством логарифмических перемножителей является широкий динамический диапазон входных сигналов н иысокая точность операции перемножения.

Принцип действия перемножнтелей с переменной крутиз. иой основан на изменении крутизны транзисторов Я» дифференциального каскада путем изменения тона !» его ГСТ. Действительно, согласно формуле (3.4!), коэффициент усиления ДК К„е пропорционален крутизне транзисторов Вю которая в свою очередь пропорциональна начальному коллекторному току транзисторов !а, (см. 3 2.3), задаваемому генератором стабильного тока ДК. Если менять ток ГСТ, согласна одному из переменных сигналов, например и„, то соответственно будет меняться и коэффициент усиления ДК: ((„е=йи», где й †коэффицие пропорциональности. При подаче другого перемножаемого сигнала и„ на один иэ входов ДК (второй вход при этом заземляется) * выходной сигнал

Распознанный текст из изображения:

х

-[Р.- г иэ -и,,

г

Рис. 4.2З

Рис. 4.24

Рис. 4.2Э

Рис. 427

ДК оиазывается Пропорциональным произведению сигналов

и ии;.

и, .=йи„и„. (4.36)

Простейшая схема перемножителя с переменной крутизной приведена на рис. 4.24. Напряжение и„может быть лю-

бой полярности, а напряжение и„ вЂ толь отрицательной. Таким образом, перемножитель рйс. 4.24 является двухквадрантным.

Наряду с описанными схеыамн перемножнтелей в настоящее время находят все более широкое применение универсальные полупроводниковые интегральные перемнажители, использующие метод нормировки таков, а также импульсные перемиожители, обеспечивающие повышенную точность перемножения сигналов [6], .

4.6. Схемы преобразования алектрических

сигналов на основе перемножнтелей

Перемножители аналоговых сигналов широко используются для создания различных схем преобразования электрических сигналов. Рассмотрим некоторые наиболее широко применяемые схемы.

Устройство дяя возведения Зигяаяа в квадрат (квадригой) реализуется путем объединения входов перемножителя (рис.

4.25). Используя несколько перемножителей, можно получить устройства для возведения сигнала в любую целую степень. На практике чаще используется другая схема устройства дяя заээедеяия сигнала и, в степень у, позволяющая та

производить эту операцию при любом значении у, в том числе и дробном, и состоящая яз логарифмического усилителя,

перемножителя сигналов и антилогарифмического усилителя

(рис. 4.26).

47'„

ИсходЯ из УРавнениЯ (1)„сов юг))г= —" [1+сов 2мгг], не-

2

трудно построит~ устройство удвоения часгогь7 сигнала, состоящее из квадратора н фильтра высоких частот (ФВЧ) с мг(2мг, ие пропускающего постоянной составляющей выход-

ного сигнала квадратора (рис. 4.27). В качестве ФВЧ может быть использована рассиотренная в $1.1 дифференцирующая )(С-цепь.

Перемножитель может также использоваться в качестве амплитудного модулятора, если на один иэ его входов подать

К Ж

Э.,г гимг/гггггэгг

й(йчаимгг)

сигнал с несущей частотой юг и.=(г.соя маг, а на другой—

модулирующий сигнал и=,0,(1+т соя Яг). Иа выходе мо-

дулятора появится амплитудно-модулированный сигнал, име.

7!

Распознанный текст из изображения:

+а)!+сов (е.— а) Г]

(4.3б)

Х

и га

М гйрг

!"42рг ьуви,гу О

Рвс. 4.30

Рвс. 4.3!

Рас. 4.23

иш

Рис. 4.23

Ряс. 4.32

Т2

ющий три спектральные составляющие с частотами ес, ее+

+4) и ес — 43 (рис. 4.28):

3 а,и„

и, =ки,и„=и (Г) соь ест=йод,у„соь ест-1- [соь (ее+

2

Квадратор в сочетании с фильтром вязких частот (ФНЧ) представляет собой амплитудный детектор (рис. 4.29). Действительво, при подаче ка вход квадратора амплитудио-мо-

дулироваииого сигнала и(Г)соьеет ва выходе квадратора бу-

дет наблюдаться следующий свгвал:

и',„=у[и(Г) соь еьт]ь= й —" [1+соь 2ест]. (4.37)

2

ФНЧ ие должен пропускать высокочастотную составляющую выходного сигиала квадратора, т. е. должно выполияться условие е.~йье. В то же время полоса частот пропускакия ФНЧ должна быть достаточной для неискаженной передачи модулирующего сигнала и(Г). В качестве ФНЧ можно исполь. зовать рассмотренную в $1.2 ивтегрирующую )сС-депь.

Амплитудный детектор ва перемиожителе обеспечивает лучшее отношение сигиалтпомеха ив выходе по сравиеиию с диодиым детектором за счет ограиичеиия полосы пропускаиия детектора с помощью ФНЧ.

Перемвожитель в сочетании с ФНЧ (рис. 4.30) позволяет лязовать устрайстеа переноса спектра сигнала из обла. высоких в область низких частот. Пусть иа один из вхоперемвожителя подав амплитудно. модулированный сиги„=(1„[1 +гп сов ЙГ]созе,т, спектр которого сосредоточен

районе частоты е„ (рис. 4.31). Если иа второй вход пере«жителя подать гармоивческий сигиал и„=(г,созе„т,товыдиой сигнал перемвожители будет содержать составляющие уммариой в разиоствой частотами:

ГГ сгг

,=А 3 ~[!+а! Саь Щ>[СОЗ(Е„+Ет) !+газ(Š— Е„) 1].(4.38)

НЧ при е+е„)е,)е.— е„ие пропускает составляющую уммаркой частотой, и иа вйходе всего устройства оказыется сигнал со спектром, акалогичвым спектру входного дулироваииого сигнала, ио перенесенным в область резко.

ой частоты е.— е„(рис. 4.31):

и,„„0,„, [1+я соь асов (е.— е„) Г (4.39) Рассмотренный «ереиос спектра сигнала широко испольтся в радиотехнике, например, в схеме супергетеродиииого

иемиика (рис. 4.32). Свгиал высокой весушей часто~~ ее

омодулироваккый низкочастотным полезным сигналом и(!),

ивимается автеикой А, усиливается в усилителе радиоча-

23

Распознанный текст из изображения:

ожается с сигналом гетероднна à — генестоты УРЧ н перемпожается с

транваемой частотой раторп гармоннческого

о сигнала с перес

ФНЧ выделяется промт. На выходе фильтр

ьт а низких частот

(1) сигнал промежуточмодулированный пол езным сигналом ы

— шю который дале

елее проходит через уси-

УПЧ н а плитудный детектор литель промежуточно"

й частоты

лезный низкочастот- АД. На выходе послед него выделяется по

рнемнике основное ный сигнал и(1). В У Р

с пе гетеродинном цр

одйтся в УПЧ, наст- усиление приннмае мого сигнала производ

.. Это обеспечивает высороенном на о~тяпну ю частоту ю.,

ння, перестро ка же

кое качество уснле , р

осу юествляется путем изменения частот

анин с гетероднном и филвтром ни зкнх частот используется для ~ы~ыю так

а, з кото ом частота снгна

4 33)

на равна частоте входного сигнала (рис.

Рнс. 428

н лю. Сннхрояный детектор находят шиная частота равна нулю. н

б азования п измерения рексе применение у р " гш

в ст ойствах прео раз

вп мой ж~о ой селекме, в фазометрех, амплнту

тинных вольтметрах, спектроанализаторзх н т.

ЛИТБРАТУРА

Основная

1 Основы и ннененнэ электронных врнбороз Учебное шшобке лла

йуйузсэ/Рагсзин Ю. Д., Акынов В. П., Марин В. П., Аристов О. В. — М:

йюысш. школа, 1915.— 857 с.

2. Аксенов В. П. Электронные прибор» н скеыы.— Мс Мсек. энерг.

.Аш.т, ч. 1, 1974. — !82 сс ч. 2, 1976. — 81 с.

3. Забрэднн Ю, С. Пронышаеннээ электроннка.— Мс Высш. ангола,

„'982.— 496 с.

".„. '4. Алексеенко А, Г., Шагурнн Н. Л. Ашкросхэношхннка.— Мс Рэдно

,гн связь, 1982.— 4!б с.

Донолнктельнээ

Е ' 5, Шило В. Л. Лннеаные интегральные схем» в радиоэлектронной эп;,нкратуре. — Мс Сеэ, радио, 1979, — 868 с.

б, Алексеенко А. Г., Колэнбэт Е. А., Стародуб Г. Н. Прамененне нре;днэканных аналоговых ИС. — Мс Радио н связь, !981. — 224 с.

7. Гусев В. Г., Гусев Ю. М. Электроннна — М.: Высш. школа, 1982 ;,(8% с.

, 8. Налунреэодннкезме приборы: Транзисторы. Справочник/Аро.

45)ов В. А., Баюкав А. В., Зайцев А. А. н дрц Под ред. Н. Н. Горюнова.— -'Мс Энергэнэдат, 1982,— 745 с.

9. Ннтшрэльныэ ыннрсскемы: Спрэзсчннк/Тарабран Б. В„ЛУГйул Л. Ф., Смирнов Ю. Н. и дрэ Под ред. Б. В. Тарабрнна.— М. Рэдно !П'связь, !984.— 528 с.

Распознанный текст из изображения:

ОГЛАВЛЕНИЕ

63 66 69

63

70

Вйедеяие.

1. Престейюне ЯС-цепи

1,1. Дыфферевдирующап КС-цепь

!.2. Ийтегрнрующяя ЯС.цепь

1.3. Пассивный ыоласовой ЯС.фильтр

2. Осноамые усизимльиыб «асквды

'23, Схемы основных усилнтельнмх каскадов

! 2.2. Анализ режима покоя СУК

К 2.3. Анализ динамического режима ОУК

~ 24. Амплитудная н амплитудно-частотнаа характеристики

2.6. Расчет схем СУК

,2. Касющм мнтегральнмх операционных ус'

илнтеаей

! 3.!. Понятие аб обратной связи

' 3.2. Паследовательнав обратна» свнзь

1 3.3. Параыпельная обратная связь

3.4. Обраыан связь в ммогокаскадных усилителях

ь " ~.3:б. новторитали напряжения

* 3.6. Каснады с общим затвором или бвзрй

! р--'ь3.7. Каскодпйя схеме

3.6. Касиад с разделенной язгрузкоб

, Еьй.р. Дифференциальный каснад

3.10. Схема пере)ода к одинбчиому выдоду

леван я сфеабщюамемз ~щ~~ю

4.1. Классификация н схемотекннка интеграл р

об ега вззвячевяи

4.2. Параметры операнионных усилителей общ

"Ау 4 3. ионные с

3. Ос темы включение операционных усилителей

еи и ющие силн-

44С фф цЫ

4.9,Логарифмические и антилогарпфмическ у

тели .. ' не силители, пере

Р г множители сигналов

4.6. Схемы преобразования электрических сигналов на основе

т Е перемножителей

Литература.

4 4 6.

9,

Д

3! 33 34 37 39 4! 64 61 62'

Владимир Клепен ееич Каеоноа

Аленсондр Иеонозин Пи олин

Учебное пособие по курсам

Првмевенне алектровных пряборав»,

«Электронные приборы н схем»»

чЫЕ КАСКАДЫ ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЯ

И СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ

СИГНАЛОВ

(Кафедра электроннмх приборов)

Типографии МЭИ, Красваказарменная, 13