Автореферат (Методология моделирования сертификационных испытаний радиоэлектронных средств по эмиссии излучаемых радиопомех), страница 5

Этоткритерийописываетсяуравнениемmax kp61  k  1   2,гдеmax—pмаксимально допустимая электрическая длина проводника; kp — коэффициентраспространения, характеризующий снижение скорости распространенияэлектромагнитной волны в проводнике относительно свободного пространства;τ — максимально допустимое значение относительной погрешностисоставляющих поля для элемента декомпозиции.19При разработке метода моделирования сертификационных испытанийбыла предпринята попытка его одновременной оптимизации.

В частности,очевидно, что декомпозиция и расчет излучения для всех проводников РЭС неявляется рациональным решением. Поэтому следует отобрать проводники стоками, вносящими значительный вклад в суммарную помехоэмиссию натекущей частоте анализа. Для этого можно применять формальный илиэкспертный подход. В первом случае используют схемное моделирование,которое может проводиться одновременно с расчетом токов в проводникахРЭС, в ходе которого определяют наличие и интенсивность спектральныхсоставляющих вблизи частоты анализа в полосе, соответствующей ФПЧ. Дляэтого предложено использовать ячейку первичного анализа со следующейпредлагаемой структурой (рис. 6).Рис.

6. Схема ячейки первичного анализаТоковый сигнал iVf(t) = ii(t) снимается с ветви схемы в модели РЭС припомощи фиктивного источника Vf и подается на нелинейный управляемыйнапряжением источник напряжения (НИНУН), который служит для введения всхему эквивалентного длине весового коэффициента li и для нормировкикоэффициентов передачи резонансных фильтров с индуктивной связью,состоящих из идентичных каскадов A1 и A2; A3 и A4. Передаточная функцияисточника B1, кроме того, обеспечивает блокировку анализа токов в проводникев интервале времени t < t01. Это необходимо для пропуска переходныхпроцессов. Формируемое на выходе B1 напряжение u1(t) описываетсяпередаточной функцией u1(t) = iVf(t)liH(t,t01)/G02, где G0 — коэффициентпередачи единичного каскада фильтра на частоте f0, H(t,t01) — функцияХевисайда с параметром t01.Для выполнения первичного анализа функции dii(t)/dt необходимополучить её значение в схеме.

Для этого используется емкость C1 = 1 Ф, токiVf1(t) через которую численно равен производной напряжения на емкости C1:iVf1(t) = du1(t)/dt. При помощи источника напряжения B2, управляемого током20(ИНУТ), ток iVf1(t) трансформируется в численно равное ему напряжение u2(t).Далее напряжения u1(t) и u2(t) подвергаются узкополосой фильтрации. КаскадыA1 — A4 построены по схеме, аналогичной ФПЧ ИП.На основе сигналов u3(t) и u4(t), формируемых фильтрами, необходимополучить общие показатели интенсивности излучения для данного проводникадля функций ii(t) и dii(t)/dt.

В качестве интегральных показателей следуетиспользовать максимальное значение модулей функций u3(t) и u4(t), а также ихинтегральные значения, полученные на конечное время моделирования tmax,которое должно быть равно выбранному конечному времени при проведениимоделирования схемы для определения помехоэмиссии. В схеме на рис. 6методом интегрирования токов емкостями получают напряжения uип(t) и uис(t);uпп(t) и uпс(t) соответствующие интегральным и пиковым показателям дляфункций dii(t)/dt и ii(t). В ходе дальнейшего анализа полученные значенияранжируются, нормируются по максимальному значению в каждой группе, и попревышению выбранного порога отбираются те сигналы и проводники,которые вносят наибольший вклад в помехоэмиссию.Упомянутый выше экспертный подход основан на обоснованномпредположении о вкладе групп проводников РЭС в общую помехоэмиссию.Далее в работе получены формулы для расчета компонентовэлектромагнитного поля типовых излучающих элементов (ТИЭ) печатныхузлов.

К ТИЭ отнесены одиночный проводник на диэлектрике, копланарная,микрополосковая, заглубленная микрополосковая линии. Для первого ТИЭ вданном перечислении (рис. 7) компоненты излучения в свободномпространстве определяются формуламиH  (t ) l sin  arccos(sin() sin())    a  a di (t  ) i (t  ) , r4dtr 2 Er (t ) l sin() sin()  ai (t  ),2r 2aE (t ) l sin  arccos(sin()sin())    a i (t  )  a di (t  ) .24rdt  a rРис. 7. Одиночныйпроводник на диэлектрике(3)Прохождение излучения через диэлектриксопровождается потерями и преломлением всоответствии с действующими физическимизаконами.

На основе граничных условий,принятых для перехода электромагнитных волнчерез плоскую границу двух разнородныхдиэлектриков, установлено, что компонентытакого излучения описываются уравнениями21H  (t ) K ( э )l sin arccos(sin( ) sin() /  э )   a  a di (t  ) i (t  ) ,2 r4dtrEr (t ) K ( э )l sin() sin()  ai (t  ),a2r 2  эE (t ) K ( э )l sin arccos(sin( ) sin() /  э )   i (t  )  di (t  ) a a.24rrdt  a(4)Здесь εэ — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика, афункция K ( э ) описывает усредненное ослабление по всему возможномудиапазону углов β (от 0 до 900). Использование усредненных значенийпозволяетснизитьвычислительнуюсложностьмоделированиясертификационных испытаний с сохранением допустимой точности.Графический вид функции K ( э ) приведен на рис.

8. Как следует из графика,при расчетах можно полагать вносимое ослабление равным 0,5 дБ.Рис. 8. Зависимость K ( э )Формулы, полученные для компонентов поля ТИЭ, были провереныэкспериментально и получили подтверждение практической применимости.Одним из способов снижения вычислительных затрат являетсяуменьшение количества элементов декомпозиции. При сравнительноневысоких частотах анализа излучение многих криволинейных проводниковможет анализироваться без их сегментации. Показано, что для плоскогопроводника, описываемого однозначной функцией y(x), излучение в выбраннойточке наблюдения будет характеризоваться компонентамиH  (t ) k1   a  a di (t  ) i (t  ) k , Er (t )  2 224  rdtr2rai (t  ),ak   i (t  )  a di (t  ) E (t )  1  a.4   a r 2rdt В уравнениях (4) коэффициенты k1 и k2 рассчитываются так:22(5)k1  x2x11  (dy ( x) / dx) 2 sin  arccos  sin(  arctg ( dy ( x) / dx))sin()  dx,k2  x2x1(6)21  (dy ( x) / dx)  sin(  arctg (dy ( x) / dx))sin() dx.Аналогичные, но более сложные формулы были получены и дляпространственных криволинейных проводников.Учет влияния корпуса и пластины заземления измерительной площадкипредложено осуществлять на базе следующих представлений.

К физическимявлениям, вызывающим трансформации электромагнитного поля на пути отэлемента декомпозиции до точки наблюдения, являются:— отражение электромагнитных волн от проводящих элементов;— преломление волн при прохождении через диэлектрические элементыконструкции;— прохождение через стенки корпуса с ослаблением, соответствующимсвойствам используемого материала.При этом предложено использовать следующие упрощения.1. Электромагнитные волны распространяются в соответствии спредставлениями о лучевых трубках.2. Для произвольного конструктивного элемента рассматривается толькоодин процесс преломления, отражения или сквозного прохождения (дляэлементов корпуса).3.

При рассмотрении взаимодействия электромагнитных волн сэлементами конструкции следует учитывать соотношение их размеров с длинойволны в свободном пространстве.4. Ослабление электромагнитных волн стенками диэлектрическогоматериала учитывается на основе подходов, аналогичных изложенным выше.5. Ослабление электромагнитных волн в металлических элементахкорпусов оценивается на основе теории экранирования.Среди рассматривавшихся отдельным вопросом является взаимодействиеэлектромагнитных волн с различными конструктивными элементами внутрикорпуса РЭС. Известно, что если дифракция волн происходит на экране малогоразмера d, то при удалении точки наблюдения, лежащей на перпендикуляре кцентру экрана, на расстояние L интенсивность излучения с длиной волны λ вней будет практически такой же, как при отсутствии экрана, если выполняетсясоотношение d  2L .

Согласно оценочным расчетам влияние большинстваконструктивных элементов можно полагать пренебрежимо малым.Важно отметить, что расчет электромагнитных помех для наиболеесложных конструкций РЭС может давать значительную погрешность, особеннопри наличии рельефных поверхностей. В этом случае следует использовать23более точные методы теории дифракции. Это является естественнымограничением геометрических методов волновой теории.В работе рассмотрен вопрос определения пути распространенияэлектромагнитных волн от элементов декомпозиции до точки наблюдения. Егопредложено решать на основе следующей методики (рис.

9).Рис. 9. Схема алгоритма расчета пути распространения электромагнитныхволн от фазового центра элемента декомпозиции до точки наблюденияВ четвертой главе выполняется разработка метода моделированиясертификационных испытаний РЭС по эмиссии излучаемых радиопомех,являющегося основным результатом диссертационной работы. В начале главыпрорабатываются вопросы, связанные с моделированием РЭС как излучающегообъекта и предлагается соответствующий метод, рассматриваются результатыего практической апробации на примере тестового образца РЭС. Предлагаетсямодель измерительной площадки для использования при моделированиисертификационных испытаний.

Разрабатывается метод их моделирования исоответствующая ему методика на уровне, достаточном для последующейалгоритмизации и инженерного использования. Выполняет оценканеопределенности результатов виртуальной сертификации по эмиссииизлучаемых радиопомех. Анализируются результаты экспериментальнойапробации разработанного метода моделирования сертификационныхиспытаний, подтвердившие его практическую применимость.Осуществить векторное суммирование компонентов электромагнитногополя, формируемого элементами декомпозиции отобранных проводников,возможно только в случае известности их направления. Как показано вдиссертации, при отсутствии в конструкции РЭС анизотропных материаловвектор E (t ) перпендикулярен вектору Er (t ) в точке наблюдения и он лежит в24плоскости, включающей элемент декомпозиции и точку наблюдения. ВекторH  (t ) перпендикулярен этим векторам.

На основе положений аналитическойгеометрии в работе выведены соотношения, позволяющие рассчитатьнормированные координаты векторов, характеризующих положительныенаправления E (t ) , Er (t ) и H  (t ) в декартовой системе координат,предполагаемой к использованию при численном анализе излучаемыхрадиопомех. Случаи использования материалов, способных поворачиватьплоскость поляризации, должны рассматриваться и анализироваться отдельно.При разработке теории виртуальной сертификации измерительныеантенны рассматривались как необходимый, но второстепенный элемент,служащий для трансформации функции суммарной напряженности поля вовходное напряжение ИП.

На практике измерительные антенны обладаютполяризационной и пространственной избирательностью, которые обусловленырасхождением поляризации излучения и вектора A , характеризующегонаправление электрической оси антенны. Если известна суммарнаянапряженность электрического поля E (t ) в точке наблюдения, то прикоэффициенте поляризационной избирательности KПР напряжение на выходеизмерительной антенны составит E (t ), A E (t )  E (t )  К ПР  (1  К ПР ) E (t ) A  .(7)На основе выполненных исследований сформирована методикамоделирования РЭС как излучающих объектов (рис.