Диссертация (Идентификация и оценка параметров сигнала стандарта LTE), страница 6

Имитационная тестовая модель генератора сигналастандарта LTE обеспечивает полное численное совпадение значений базовых параметров, такихкак: разнос поднесущих, количество поднесущих частот в ресурсном блоке, значения шириныполосы канала и соответствующие им количество ресурсных блоков, количество отсчетовОБПФ, длительности OFDM символов без циклического префикса, длительности циклическихпрефиксов, поддержка нормального и расширенного префикса и т.д.Тестирование характеристик модели, для проверки соответствия спектрально временныххарактеристик требованиям стандарта LTE производилось в соответствии с блок схемой,изображенной на рисунке 2.10.На рисунках 2.11 - 2.14 представлены сигнальные созвездия на поднесущих LTE сигналадля модуляции ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16, КАМ-16.Пример фазы сигнала на выходе блока IQ Mapper представлен на рисунке 2.15.Рисунок 2.16 отображает фазу (а) и амплитуду (б) LTE сигнала на выходе имитационноймодели.

Рисунок 2.17 - Амплитуда сигнала после FFT и добавления нулей.Примеры спектров сигналов представлены на рисунках 2.18-2.20. Примеры измененияспектральных характеристик со временем представлены на рисунках 2.21-2.23.Анализ представленных характеристик подтверждает тот факт, что разработаннаямодель является имитационной тестовой моделью сигнала стандарта LTE и может бытьприменена для апробации и отладки методов идентификации и оценки параметров сигналастандарта LTE.31(а)(б)Рисунок 2.10 - Блок схема модуля испытаний. (а) – общий вид модуля, (б) – Структура блока«OFDM Modulation».32Рисунок 2.11 - Сигнальное созвездие на выходе блока IQ Mapper.

ФМ-2.Рисунок 2.12 - Сигнальное созвездие на выходе блока IQ Mapper. ФМ-433Рисунок 5.13 - Сигнальное созвездие на выходе блока IQ Mapper. КАМ-16Рисунок 5.14 - Вид сигнала на выходе блока IQ Mapper. КАМ-6434Рисунок 2.15 - Фаза сигнала на выходе блока IQ Mapper.(а)(б)Рисунок 2.16 - Фаза (а) и амплитуда (б) сигнала на выходе имитационной моделиРисунок 2.17 - Амплитуда сигнала после FFT и добавления нулей35Рисунок 2.18 - Спектр сигнала LTE, полоса 1.4 МГцРисунок 2.19 - Спектр сигнала LTE, полоса 10 МГц36Рисунок 2.20 - Спектр сигнала LTE, полоса 15 МГцРисунок 2.21 - Изменения спектра сигнала LTE во времени , полоса 1.4 МГц37Рисунок 2.22 - Изменения спектра сигнала LTE во времени , полоса 10 МГцРисунок 2.23 - Изменения спектра сигнала LTE во времени , полоса 15 МГц38ВыводыВо второй главе получены следующие результаты:1.

Проанализированы основные особенности стандарта LTE. Изучен физический уровеньстандарта LTE: детально рассмотрены технологии OFDM и SC-OFDM, возможныеконфигурации с точки зрения занимаемой полосы сигнала, изучена структура кадров для случаячастотного и временного дуплекса, структура слотов, принцип формирования циклическогопрефикса, изучены основные физический каналы для нисходящего и восходящего направления,каналы управления, сигналы синхронизации и т.д.2.

Разработана имитационная модель физического уровня стандарта LTE в средеMATLAB/Simulink, приведены структурные схемы с описанием назначения блоков, а так жеописание возможностей модели.3. Проведена успешная верификация модели. Установлено, что разработанная модельдействительно является модель стандарта LTE в виду полного совпадения характеристик(значения поддерживаемых полос сигнала, форма спектра, поддержка OFDM для нисходящегои SC-OFDM восходящего направления, длительности OFDM символов и символов наподнесущих, длительностей нормального и расширенного циклического префикса и т.д.).4. Разработанная модель может быть применена для исследования алгоритмов и методовидентификации и оценки параметров сигнала стандарта LTE.39ГЛАВА 3.

Методы идентификации и оценки параметров сигналастандарта LTE3.1 Определение занимаемой полосы LTE сигналаТочное определение занимаемой полосы важно не только в задачах радиомониторинга,знание полосы сигнала, например, может использоваться в системах когнитивного радио дляопределения конфигурации принимаемого сигнала LTE, что в свою очередь позволитправильно демодулировать сигнал. В соответствии с рекомендацией Международного союзаэлектросвязи (МСЭ) [57] при измерении ширины полосы частот может применяться методизмерения по уровню х дБ.

Такой подход получил широкое применение на практике и показалвысокую эффективность в широком диапазоне отношений сигнал/шум (ОСШ) при наличии вканале аддитивного белого Гауссовского шума (АБГШ), где ОСШ – это отношение среднеймощности сигнала к средней мощности шума, При воздействии замираний (если неиспользовать эквалайзер), точность оценки полосы сигнала такого подхода снижается.

Такжеразработаны методы оценки полосы OFDM сигналов на основе Вейвлет преобразования [50,58],позволяющие добиться высокой точности оценки занимаемой полосы частот при высокихзначениях ОСШ, но при низких ОСШ точность так же заметно ухудшается.В данной части главы рассматривается слепой метод оценки полосы сигнала стандартаLTE, устойчивый к замираниям, позволяющий добиться высокой точности оценки занимаемойполосы сигнала даже при низких ОСШ [59,60].В основе рассматриваемого метода лежит вычисление корреляционной кривой поциклическому префиксу для 6 возможных вариантов полос, в дальнейшем задача сводится канализу полученных результатов.

Точность предложенного метода напрямую зависит от методаанализа корреляционных кривых. В данной статье предлагается разбивать массив значенийкорреляционной функции на меньшие фрагменты (интервалы) и производить вычислениеколичества расположенных выше некоторого порогового значения локальных максимумовкорреляционной кривой в каждом интервале. Решение о значении занимаемой полосывыносится для канала с наименьшим количеством локальных максимумов.В качестве формулы для вычисления корреляционной кривой может быть использованоматематическое описание, представленное в [54] (стоит отметить, что эта же операцияиспользуется, например, для грубой символьной синхронизации [54]):40rmax9C k    rmaxn 02 zk max n  k  r z * k max n  k  r  Nifft r 0 zkr 0rmaxmax(3.1)n  k  r    zk max n  k  r  Nifft 22r 0где n  0,...,9 - номер учитываемого слота, r  0,..., rmax - номер отсчета циклического префикса,k - номер отсчета в слоте, k  0,..., k max , Nifft - кол-во отсчетов ОБПФ.Значения параметров rmax , k max , и Nifft зависят от полосы сигнала (таблица 3.1).Таблица 3.1 - Значения параметров для расчета корреляционной функцииЗанимаемаяполоса1.435101520rmaxНормальныйЦПРасширенныйЦПk maxNifft91939791191599591919383976791151915359128256512102415362048128256512102415362048В случае, когда параметры rmax , k max , и Nifft выбраны правильно для текущего значениязанимаемой полосы сигнала, корреляционная кривая будет иметь 7 или 6 ярко выраженныхлокальных максимумов для случая нормального или расширенного циклического префиксасоответственно (рисунок 3.1).

Количество локальных максимумов обусловлено количествомOFDM символов в слоте и соответствует моментам начала OFDM символов. В случае, когдапараметры rmax ,k max , и Nifft выбраны неверно для текущего значения занимаемой полосысигнала, корреляционная кривая будет иметь шумоподобный вид (рисунок 3.2). Зависимости нарисунках 3.1 - 3.2 получены при значении ОСШ 5 дБ.Описанное выше свойство корреляционной функции циклического префикса лежит воснове предлагаемого метода, заключающегося в вычислении нормированной корреляционнойфункции C k  для всех возможных вариантов наборов параметров rmax ,k max , и Nifftидальнейшем анализе полученных кривых [59, 60].

Обобщенная структурная схема методапредставлена на рисунке 3.3.41Рисунок 3.1 - Зависимость нормированной корреляционной функции C k  отномера отсчета в слоте k для нормального циклического префикса призанимаемой полосе в 1.4 МГц, rmax  9 , k max  959 , Nifft  128Рисунок 3.2 - Зависимость нормированной корреляционной функции C k  отномера отсчета в слоте k для нормального циклического префикса призанимаемой полосе в 1.4 МГц, rmax  19 , k max  1919 , Nifft  25642Экспериментально выявлено, что метод обеспечивает наилучшую точность призначении порога, выше которого проводится анализ локальных максимумов, 0.4. При этоминтервалы наблюдения имеет длительность 11, 21, 43, 87, 133 и 175 отсчетов, для полос в 1.4, 3,5, 10, 15 и 20 МГц, соответственно. Максимальное количество определяемых локальныхмаксимумов 50.Рисунок 3.3 - Обобщенная структурная схема предлагаемого методаИмитационное моделирование.Имитационное моделирование проводилось в среде MATLAB/Simulink на разработанноймодели стандарта LTE для канала с замираниями со следующими профилями задержки:Extended Pedestrian A (EPA), Extended Vehicular A (EVA) и Extended Typical Urban (ETU) cмаксимальной частотой Доплера 5, 70 и 300 Гц, соответственно.Эти профили представляют низкий, средний и высокий разброс задержки среды.Характеристики каналов представлены в таблице 3.2 - 3.4 [61].

При этом использовалисьследующие параметры модели: направление передачи – downlink, вид модуляции ФМ-4, размерциклического префикса – нормальный.Результаты имитационного моделирования показали, что в условиях воздействия вканале только АБГШ предлагаемый метод и метод оценки по уровню х дБ (в качестве уровня храссматривались значения 3 и 5 дБ) позволяют добиться доли правильного измерения полосыне менее 99% в диапазоне ОСШ от -3 до 30 дБ.43Таблица 3.2 - Профиль задержки EPAЗадержка, нс0307090110190410Мощность, дБ0-1-2-3-8-17.2-20.8Таблица 3.3 - Профиль задержки EVAЗадержка, нс030150310370710109017302510Мощность, дБ0-1.5-1.4-3.6-0.6-9.1-7-12-16.9Таблица 3.4 - Профиль задержки ETUЗадержка, нс050120200230500160023005000Мощность, дБ-1-1-1000-3-5-7Все представленные характеристики получены с применением усреднения по 50000отсчетам, что при округлении до большего целого количества слотов соответствует диапазонуот 4 слотов при полосе в 20 МГц до 52 слотов при полосе в 1.4 МГц.Достоверность полученных оценок составляет 0.997, величина относительной ошибки непревышает значения 0.02.