Диссертация (Бортовая сканирующая широкополосная линейная АР дециметрового диапазона), страница 6

Если указанную линию изтрехпроводниковвозбудитьтакимобразом,чтобыпроводникираспределительной линии (1, 4) находились под одинаковым потенциалом,относительно центрального проводника 2 (см. картину поля на рисунке 2.6в),то такая линия практически не будет иметь потерь на излучение. Указаннаямода может возбуждаться через короткозамкнутый шлейф длиной l Ш (см.рисунок 2.6а). Металлизированные отверстия 6, соединяющие между собойпроводники 1 и 4, обеспечивают точку нулевого потенциала, необходимуюдля нормальной работы симметричной полосоковой линии, расположеннойлевее короткозамкнутого шлейфа l Ш .

Длина l Ш выбирается компромиссно,так, чтобы короткозамкнутый шлейф, шунтирующий распределительнуюлинию,наименьшимобразомухудшалширокополосныесвойствалогопериодического излучателя, приблизительно равной  max / 8 [19], где max– длина волны в линии, соответствующая нижней границе рабочей полосычастот.43214675LЛ9lШ123tW2W18а)W14331б)12244в)г)1, 4 – полоски распределительной линии, 2 – "сигнальный" полосок симметричной полосковой линии,3 – основание печатной платы, 5 – переходное металлизированное отверстие, 6 – сквозныеметаллизированные отверстия обеспечивают режим к.

з. шлейфа lШ , образованного продолжениемполосков 1 и 4,7, 8 – "земляные" проводники симметричной полосковой линии,9 – сечение симметричной полосковой линии – вход излучающего элементаа – излучатель (показан упрощенно) со схемой запитки,б – сечение подложки перпендикулярно распределительной линии,в – картина электрической компоненты поля рабочей моды в симметричнойполосковой линии,г – картина электрической компоненты поля рабочей моды в распределительной линииРисунок 2.6 – Возбуждение через симметричную полосковую линию.Распространяющаяся в симметричной полосковой линии мода достигаетправого (по рисунку 2.6а) конца линии, где испытывает отражение.44Коэффициент отраженияГ = –1 (режимкороткого замыканиячерезпереходное металлизированное отверстие 5) для верхней "половины" линии,состоящей из полосков 1 и 2, и Г = +1 (режим холостого хода) для нижней"половины" линии, состоящей из полосков 4 и 2.

В результате полоски 1 и 4распределительной линии возбуждаются противофазно, и в трехпроводнойлинии от ее правого (рисунок 2.6а) конца к левому распространяется волна(см. картину поля на рисунке 2.6г), возбуждающая печатные вибраторылогопериодического излучателя.Таким образом, в трехпроводной линии (полоски 1, 2, 4) используютсядвемоды.Припреобразованиимодпроисходиттрансформациясопротивления 4:1 (волновое сопротивление симметричной полосковойлинии должно быть в четыре раза ниже входного сопротивлениялогопериодического излучателя).Входное сопротивление логопериодической вибраторной печатнойантенны близко к 50 Ом.

С учетом трансформации сопротивления 4:1 дляпитания излучателя радиочастотным кабелем с волновым сопротивлением50 Ом потребуется дополнительный трансформатор сопротивлений. Дляреализации этого трансформатора можно использовать отрезок полоска 2,придав ему специальную форму, организовав тем самым плавный переходили ступенчатый трансформатор. Это возможно благодаря достаточнойпротяженности LЛ линии (см. рисунок 2.6): с учетом ограниченностисвободного объема пространства под обтекателем отклоняемого носка крылаЛА LЛ  (50…80) мм, то есть LЛ  (0.29…0.46)  max (при  =3.02).

На рисунке2.7вкачествепримерапоказаначастотнаязависимостьКСВэкспоненциального перехода длиной 60 мм, нагруженного на сопротивление12.5 Ом, с номинальным входным сопротивлением 50 Ом. Применениеступенчатоготрансформатораможетобеспечитьлучшеекачествосогласования в рабочей полосе частот излучателя ФАР. Следует однакоучитывать,что начальноесечениетрансформатора– симметричная45полосковая линия с волновым сопротивлением ниже 40 Ом – можетоказаться нереализуемой из-за неприемлемой ширины W2 сигнальногополоска 2 (обозначение раскрыто на рисунке 2.6 б; типичная ширина W1внешних"земляных"проводников1и4,диктуемаягеометриейлогопериодического вибраторного печатного излучателя, составляет 1..5 мм).Кроме того, при W2  W1 растут потери на излучение.длина трансформатора – 60 мм, относительная диэлектрическая проницаемость материала основанияпечатной платы – 3.02, номинальные входное и выходное сопротивления – 12.5 и 50 Ом.Рисунок 2.7 – Частотная характеристика полоскового экспоненциальноготрансформатора.Достоинствавариантапитанияизлучающегоэлементачерезсимметричную полосковую линию – технологичность, надежность, решениезадачи симметрирования; недостатки – необходимость в широкополосномтрансформаторе сопротивлений 4:1, возможность резонансного ухудшенияхарактеристикиз-зашунтированияраспределительнойлиниикороткозамкнутым шлейфом, увеличение продольного размера излучателя надлину lШ , необходимость в трехслойной печатной плате с переходными исквозными металлизированными отверстиями.462.3 Способы сокращения размеров логопериодическогопечатного излучателяВертикальныйипродольныйразмерыантеннывсвободномпространстве примерно в два раза превышают размер переднего отсекаотклоняемого носка подвижной консоли крыла самолета.

Для сокращенияразмеров печатной ЛПВА могут быть использованы следующие подходы:помещение печатного элемента в симметричный диэлектрический слой(ламинирование подложки) [26], заполнение примыкающего к антеннеобъема диэлектрическим пенокомпаундом; создание фрактальной геометриилогопериодическогопечатногоизлучателя,меандровойидругихконфигураций [23 – 25, 47]; использование метаматериалов в конструкциилогопериодического печатного излучателя [27].2.3.1 Влияние диэлектрика на характеристики ПЛПВА2.3.1.1 Влияние диэлектрической подложкиПовышение диэлектрической проницаемости подложки, в следствииукорочения длины волны в диэлектрике, приводит к уменьшению нижнейграничнойчастоты.Еслирассчитатьэффективнуюдиэлектрическуюпроницаемость подложки по формуле (8), то можно масштабировать размерыантенны (9) и объективно сравнить ширину рабочей полосы для подложек сразной ε:2 эфгде эф–эффективноеF  ниж 0  , Fниж (8)значениедиэлектрическойпроницаемости,Fниж 0 – нижняя граничная частота рабочего диапазона антенны безподложки, Fниж – нижняя граничная частота рабочего диапазона антенны наподложке с диэлектрической проницаемостью ε.47Ln Ln 0d, d n  n0 , эф эф(9)где Ln 0 и d n 0 – размеры антенны без подложки, Ln и d n – размеры антеннына подложке с диэлектрической проницаемостью ε.Стоит отметить, что при изменении диэлектрической проницаемостиподложки будет меняться волновое сопротивление питающей линии.

Длятого, чтобы волновое сопротивление линии оставалось постояннымнеобходимо при изменении ε корректировать ширину полосков питающейлинии.В таблице 2.1 приведены значения диэлектрических проницаемостейподложки,соответствующиеимэффективныепроницаемостиимасштабированные размеры антенны. Коэффициент укорочения антенны K укв процентах (10), представленный в таблице 1, рассчитывается по формуле:L K ук  1  n   100%Ln0 (10)На рисунке 2.8 показаны графики КСВ печатных ЛПВА для разныхпроницаемостей подложки после масштабирования размеров. На рисунке 2.9показаны сравнения диаграмм направленности в Н-плоскости для этихизлучателей.Таблица 2.1 - Масштабирование печатной ЛПВА. подложки12.53.386.1510.2 эф11.181.321.491.84Ln , ммK ук15001380130012301100––8%14%18%27%48Рисунок 2.8 – КСВ печатных ЛПВА, масштабированных с учетом  эф .а)б)в)г)Рисунок 2.9 – Диаграммы направленности ПЛПВА в Н-плоскости начастотах: а) 1ГГц; б) 1.2ГГц; в) 1.4 ГГц; г) 1.6 ГГц.49Из графика, представленном на рисунке 2.8 видно, что при повышениидиэлектрической проницаемости подложки для низких и средних значений существенных изменений характеристик антенны не наблюдается.

Привысоких значениях диэлектрической проницаемости появляются паразитныерезонансы и немного сужается рабочая полоса антенны. Возникновениевсплесков КСВ, связано с высоким коэффициентом отражения от границыраздела двух сред: диэлектрика и свободного пространства.