proekt (Проектирование цепей коррекции, согласования и фильтрации усилителей мощности радиопередающих устройств), страница 3
Описание файла
Документ из архива "Проектирование цепей коррекции, согласования и фильтрации усилителей мощности радиопередающих устройств", который расположен в категории "". Всё это находится в предмете "радиофизика и электроника" из , которые можно найти в файловом архиве . Не смотря на прямую связь этого архива с , его также можно найти и в других разделах. Архив можно найти в разделе "рефераты, доклады и презентации", в предмете "радиоэлектроника" в общих файлах.
Онлайн просмотр документа "proekt"
Текст 3 страницы из документа "proekt"
При расчетах трансформаторов импедансов по соотношениям (2.4) и (2.5) следует учитывать, что реализация более 1 ГГц технически трудно осуществима из-за влияния паразитных параметров трансформаторов на его характеристики [3].
Требуемое волновое сопротивление длинных линий разрабатываемого трансформатора рассчитывается по формуле [16, 17]:
Методика изготовления длинных линий с заданным волновым сопротивлением описана в [18].
Входное сопротивление трансформатора, разработанного с учетом (2.4) – (2.6), равно:
Пример 2.2. Рассчитать , , трансформатора на ферритовых сердечниках и длинных линиях с коэффициентом трансформации сопротивления 1:9, если = 50 Ом, = 5 кГц.
Решение. В качестве ферритовых сердечников трансформатора выберем кольца марки М2000НМ 20х10х5,имеющих параметры: = 2000; d = 6 см; S = 0,5 см2. Из (2.5) – (2.7) определим: N = 3, = 16,7 Ом, = 250 МГц. Теперь по известным параметрам кольца из (2.4) найдем: n=16,7. То есть для создания трансформатора импедансов с = 5 кГц необходимо на каждом ферритовом кольце намотать не менее 17 витков. Длина одного витка длинной линии, намотанной на ферритовое кольцо, равна 3 см. Умножая это значение на 17, получим, что минимальная длина длинных линий должна быть не менее 51 см. С учетом необходимости соединения длинных линий между собой, с нагрузкой и выходом усилителя, следует длину каждой длинной линии увеличить на
2...3 см.
2.3. ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР полосового УСИЛИТЕЛЯ
При проектировании полосовых передатчиков средней и большой мощности, также как и при проектировании широкополосных, одной из основных является задача максимального использования по выходной мощности транзистора выходного каскада усилителя. Однако в этом случае между выходным каскадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов, выполненный в виде фильтра нижних частот [3, 19, 20]. Чаще всего он выполняется в виде фильтра нижних частот четвертого порядка [19–23]. Принципиальная схема усилительного каскада с таким трансформатором приведена на рис. 2.3,а, эквивалентная схема по переменному току – на рис. 2.3,б, где элементы формируют трансформатор импедансов, обеспечивающий оптимальное, в смысле достижения максимального значения выходной мощности, сопротивление нагрузки транзистора и практически не влияют на форму АЧХ усилительного каскада. Методика расчета оптимального сопротивления нагрузки мощного транзистора дана в [2, 3, 24].
Наиболее полная и удобная для инженерных расчетов методика проектирования рассматриваемых трансформаторов импедансов приведена в [25, 26]. В таблице 2.2 представлены взятые из [26] нормированные относительно и значения элементов для относительной полосы рабочих частот трансформатора равной 0,2 и 0,4 и для коэффициента трансформации сопротивления лежащего в пределах 2...30 раз, где = – входное сопротивление трансформатора в полосе его работы, = – средняя круговая частота полосы рабочих частот трансформатора.
а) б)
Рис. 2.3
Выбор w равной 0,2 и 0,4 обусловлен тем, что это наиболее часто реализуемая относительная полоса рабочих частот полосовых передатчиков средней и большой мощности, так как в этом случае перекрывается любой из каналов телевизионного вещания и диапазоны ЧМ и FM радиовещания [27].
Таблица 2.2 – Нормированные значения элементов трансформатора
2 | 3 | 4 | 6 | 8 | 10 | 15 | 20 | 30 | ||
w = 0,2 | 0,821 | 1,02 | 1,16 | 1,36 | 1,51 | 1,62 | 1,84 | 2,02 | 2,27 | |
0,881 | 0,797 | 0,745 | 0,671 | 0,622 | 0,585 | 0,523 | 0,483 | 0,432 | ||
w = 0,4 | 0,832 | 1,04 | 1,19 | 1,40 | 1,56 | 1,69 | 1,95 | 2,15 | 2,46 | |
0,849 | 0,781 | 0,726 | 0,649 | 0,598 | 0,559 | 0,495 | 0,453 | 0,399 |
При выбранных значениях нормированные значения элементов определяются из соотношений [23]:
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:
Пример 2.3. Рассчитать элементы трансформатора импедансов (рис. 2.3) при w = 0,2, = 20 и предназначенного для работы в FM диапазоне (88...108 МГц) на нагрузку 75 Ом.
Решение. Из таблицы 2.2 для = 20 найдем: = 2,02, = 0,483. По формулам (2.8) определим: = 9,67, = 0,101. С учетом того, что = = 3,75 Ом, а = = 6.154·108 из (2.9) получим: = 12,3 нГн, = 208 пФ, = 58,9 нГн, = 43,7 пФ.
2.4. Фильтры высших гармонических составляющих полосового усилителя
Выходные каскады полосовых усилителей мощности работают, как правило, в режиме с отсечкой коллекторного тока, так как в этом случае можно получить в нагрузке значительно большую мощность, чем от каскада, работающего в режиме без отсечки, при одновременном обеспечении более высокого коэффициента полезного действия [2, 3, 4, 9, 24]. Однако в этом случае сигнал на выходе усилителя оказывается не синусоидальным и содержит в своем спектре высшие гармонические составляющие, приводящие к большим внеполосным излучениям. В соответствии с требованиями ГОСТ [28, 29], уровень любого побочного (внеполосного) радиоизлучения передатчиков с выходной мощностью более 25 Вт должен быть не менее чем на 60 дБ ниже максимального значения выходной мощности радиосигнала. Указанное требование достигается установкой на выходах усилителей мощности фильтрующих устройств, в качестве которых чаще всего используются фильтры Чебышева (рис. 2.4) и фильтры Кауэра (рис. 2.5) [2, 3, 4, 30].
Рис. 2.4
Рис. 2.5
В таблице 2.3 представлены взятые из [31] нормированные относительно и значения элементов приведенных фильтров, соответствующие максимальному значению затухания в полосе пропускания равному 0,1 дБ.
Таблица 2.3 – Нормированные значения элементов фильтров
Тип | ||||||||||||
N=5 | Ч | 37 | 1,14 | 1,37 | 1,97 | 1,37 | 1,14 | |||||
К | 57 | 1,08 | 1,29 | 0,078 | 1,78 | 1,13 | 0,22 | 0,96 | ||||
N=6 | Ч | 49 | 1,16 | 1,40 | 2,05 | 1,52 | 1,90 | 0,86 | ||||
К | 72 | 1,07 | 1,28 | 0,101 | 1,82 | 1,28 | 0,19 | 1,74 | 0.87 | |||
N=7 | Ч | 60 | 1,18 | 1,42 | 2,09 | 1,57 | 2,09 | 1,42 | 1,18 | |||
К | 85 | 1,14 | 1,37 | 0,052 | 1,87 | 1,29 | 0,23 | 1,79 | 1,23 | 0,17 | 1,03 |
При этом приняты следующие обозначения: N – порядок фильтра; – гарантированное затухание высших гармонических составляющих на выходе фильтра; Ч – фильтр Чебышева; К – фильтр Кауэра.
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:
Пример 2.4. Рассчитать фильтр Кауэра пятого порядка при = 50 Ом и = 100 МГц.
Решение. Из таблицы 2.3 найдем, что нормированные значения элементов фильтра Кауэра пятого порядка равны: = 1,08; = 1,29; = 0,078; = 1,78; = 1,13; = 0,22; = 0,96. После денормирования по формулам (2.10) получим: = 34,4 пФ; = 103 нГн; = 2,5 пФ; = 56,7 пФ; = 90 нГн; = 7,0 пФ; = 30,6 пФ. Как следует из таблицы 2.3, спроектированный фильтр обеспечивает гарантированное затухание высших гармонических составляющих на выходе фильтра равное 57 дБ.