64023 (Фазові кутові моноімпульсні системи)

Фазові кутові моноімпульсні системи

1. Фазовий кутовий пеленгатор

У оглядових моноімпульсних системах із фазовою пеленгацiєю напрямок на ціль визначається порівнянням фаз сигналів, прийнятих двома рознесеними на відстань l антенами А₁ і А₂ (рис. 1). Оскільки відстань від цілі до антен значно більше базової відстані l між антенами, то прийняті від відповідача сигнали практично однакові за амплітудою, але різняться за фазою на Дш. Різниця фаз Дш визначається різницею відстаней S від цілі до антен А₁ і А₂, де розмір S є, у свою чергу, функцією кутового відхилення цілі _Ц від РСН

.

Отже

, (1)

де – довжина хвилі сигналу відповіді.

Оскільки кути _Ц зазвичай не перевищують двох-трьох градусів, то .

Звідси

або в градусах

.

На рис. 2 показані графіки цієї залежності для чотирьох випадків, коли відносні значення антенної бази l/ дорівнюють 5, 10, 20 і 40. Крутизна відповідних характеристик, тобто

дорівнює, відповідно, 31, 62, 124 і 248.

Таким чином, чим більше відносне рознесення антен А₁ і А₂, тим із більшою точністю можна визначати кутове положення цілі відносно РСН антени.

Здобуття інформації, яка міститься у різниці фаз прийнятих сигналів, провадиться за допомогою найпростішого кутового дискримінатора – фазового детектора (ФД). Якщо характеристика ФД описується виразом

,

де U – відносне значення амплітуди сигналу на його виході, а – різниця фаз сигналів, що надходять до ФД, то вираз (1) прийме вигляд

. (2)

Звідси

. (3)

Відповідні графіки для чотирьох співвідношень l/ наведені на рис. 3.

Однозначне визначення _Ц у функції амплітуди сигналу U на виході ФД можливе лише в тому випадку, коли різниця фаз сигналів лежить у межах 90. Таким чином граничні однозначні значення кутів _{Ц ГРАН} будуть згідно з рівнянням (1) визначатися виразом

.

Для зазначених вище співвідношень l/ (5, 10, 20 і 40) граничні значення кутових відхилень _{Ц ГРАН}, що можуть бути визначені за допомогою фазового пеленгатора і ФД, складуть, відповідно, 2,68, 1,48, 0,72 і 0,36, але з огляду на значне падіння на ділянках 0,8 < U_ВІДН < 0,9 і – 0,9 < U_ВІДН < – 0,8 (рис. 3) крутизни характеристик U_ВІДН = f(_Ц) реальні граничні значення _Ц орієнтовно дорівнюватимуть 1,64; 0,41 і 0,21.

Розглянемо деякі питання практичної реалізації фазових пеленгаторів.

У фазовому пеленгаторі антенна система має сформувати дві ідентичні ДН, рівносигнальні напрямки яких строго паралельні, а фазові центри рознесені на відстань l відносно один одного. Ширина ДН кожної з антен A₁ і A₂ згідно з рекомендаціями ICAO не повинна перевищувати 3. Ця вимога обумовлена необхідністю зменшення кількості ПС, що одночасно потрапляють у промінь антени, тобто відповідають одночасно на запити, передані ВРЛ. Крім того, з вузькими ДН антен радіолокаторів поліпшуються енергетичні показники їхніх передавачів.

У фазових пеленгаторах ДН можуть формуватися дзеркальними антенами або антенними ґратками. У випадку застосування дзеркальних антен виконати таку антену з одним відбивачем і двома рознесеними на достатньо велику відстань опромінювачами неможливо. Сформовані такою антеною ДН виявляються неідентичними, а РСН – непаралельними. Отже, антенна система такого пеленгатора повинна складатися з двох самостійних дзеркальних антен, розміщених на обертовій балці і рознесених, як мінімум, на відстань поземного розкриву (діаметра) їхніх дзеркал.

Поземний розкрив дзеркала кожної з антен може бути визначений із таких міркувань.

Ширина ДН параболічних антен на рівні половинної потужності (_А) в градусах визначається за формулою

,

де R – радіус розкриву антени; – довжина хвилі; f – фокусна відстань параболічного дзеркала; a=0,5 для площини Е, яка збігається з площиною поляризації випромінюваної або прийнятої хвилі, і а=0,2 для площини Н, перпендикулярної до площини Е.

Для ВРЛ, які задовольняють вимоги ICAO, сигнали відповіді передаються на частоті 1090 МГц із прямовисною поляризацією. Отже, обраний коефіцієнт а дорівнює 0,2, а =27,5 см. З практичних міркувань для отримання задовільної форми ДН краще використовувати довгофокусні антени. Тому обираємо f = 3 м. Тоді для _А=2,5 отримуємо радіус R = 3,7 м, тобто відстань l між антенами А₁ і А₂ буде не меншою 7,4 м. За графіками на рис. 10 і за формулою (3), у якій значення U обирається 0,9, визначаємо граничне значення кутової поправки _{ц ГРАН} однозначного визначення азимутального положення цілі. Отримуємо

Якщо ширина ДН , сигнал відповіді може прийти під будь-яким кутом у межах цієї діаграми, але такий обмежений діапазон визначення азимута цілі є неприпустимим.

У тих випадках, коли як фазовий кутовий пеленгатор використовуються антенні ґратки, поземний розмір однієї антени за тих самих вихідних вимог до ДН і рівня бокових пелюсток може становити 5…8,5 м. Для граничного випадку, коли поземний розмір антенних ґраток дорівнює 5 м, діапазон однозначного визначення азимута цілі буде дещо більшим , але і він є неприпустимим.

Зазначений вище головний недолік фазового пеленгатора, а також деякі інші недоліки, як наприклад, конструкційні труднощі реалізації двоантенної системи, вимоги високої фазової стабільності каналів, відсутність єдиного каналу відповідей, за яким приймається додаткова інформація, труднощі в реалізації систем придушення сигналів бокових пелюсток ДН антен за запитом і відповіддю та ін. призвели до того, що на цей час у вторинних оглядових радіолокаторах фазовий принцип побудови пеленгаторів не використовується. Це саме зауваження стосується і комбінованих кутових пеленгаторів.

2. Фазовий кутовий дискримінатор

Головним недоліком амплітудних кутових дискримінаторів є необхідність точного узгодження амплітудних характеристик сумарного і різницевого каналів. Для такого узгодження необхідне застосування ряду додаткових заходів, що ускладнюють просту, на перший погляд, структуру дискримінатора. Для радикального зменшення впливу неузгодженості амплітудних характеристик і коефіцієнтів передачі каналів приймачів використовують метод, заснований на застосуванні сумарно-різницевих фазових кутових дискримінантів, або, як їх іноді називають, фазових дискримінаторів. Суть цього методу полягає в тому, що амплітудні співвідношення вхідних сигналів U і U перетворюються у фазові співвідношення сигналів r⁺ і r^-, отриманих векторними додаванням і відніманням вхідних сигналів. Отримані у такий спосіб сумарні і різницеві сигнали перетворюються в сигнали проміжної частоти, підсилюються й обмежуються за амплітудою. Остання операція провадиться для того, щоб надалі за оберненого перетворення фазових співвідношень сигналів в амплітудні, що провадиться ФД, результат перетворення залежав би тільки від співвідношення фаз сигналів, які надходять на ФД, і не залежав від коефіцієнтів передачі сумарного і різницевого каналів приймачів. Отримана у такий спосіб пеленгаційна характеристика в результаті буде функцією співвідношення амплітуд сигналів U і U, прийнятих сумарною і різницевою ДН антени, а проміжне перетворення амплітудних співвідношень сигналів у фазові необхідно лише для зменшення впливу амплітудних характеристик каналів приймача на результат зміни напрямку на ціль _ц щодо миттєвого азимутального положення осі антени ц_А. Це ілюструється рис. 4 і рис. 5, на яких зображена спрощена функціональна схема фазового кутового дискримінатора і векторні діаграми сигналів у різних точках цієї функціональної схеми.

Наведемо опис роботи фазового дискримінатора.

На вхід дискримінатора надходять сигнали, прийняті сумарною і різницевою ДН пеленгатора і позначені на функціональній схемі і векторних діаграмах як і ∆ (точки 1 і 2 на функціональній схемі). На векторних діаграмах показаний випадок, коли обидва сигнали попередньо фазовані і сумарний сигнал більше різницевого ∆. Ці сигнали перетворяться у векторну суму + i∆ і векторну різницю − i∆ цих сигналів. Перетворення здійснюється сумарно-різницевим перетворювачем П i фазообертачем , що виконує операцію множення на – i. Множення на i відповідає повороту фази вектора на +90˚, множення на – i – повороту фази вектора на -90˚. Перетворення провадиться на високій частоті за допомогою пасивних елементів. За такі елементи можуть бути використані кільцеві хвилеводні або смужкові мости, подвійні хвилеводні трійники і хвилеводні або смужкові фазообертачі.

Після перетворювачів високочастотні сигнали +i∆ і -i∆ надходять на змішувачі і далі у вигляді сигналів проміжної частоти, що зберігають усі фазові співвідношення високочастотних сигналів, підсилюються й обмежуються за амплітудою. Після обмеження всі сигнали, незалежно від того, на якій відстані від радіолокаційної позиції знаходиться ПС, матимуть однакову амплітуду, а інформація про те, наскільки напрямок на ПС відрізняється від напрямку осі ДН, утримуватиметься в межах кута б, оскільки згідно з векторними діаграмами, наведеними на рис. 5, .

Сигнали +i∆ і − i∆, позначені після обмеження як r⁺ і r^-, подаються на ФД, нормована характеристика якого описана функцією синуса різниці фаз сигналів, що надходять на його входи, тобто для аналізованого випадку

. (4)

Напруга на виході ФД несе інформацію не тільки про кутове відношення цілі від напрямку осі антени _а, але і про знак цього відхилення Дійсно, з векторних діаграм, поданих на рис. 6, при зміні фази різницевого сигналу відносно сумарного сигналу на 180, вектори r⁺ і r ^– міняються місцями, кут між ними дорівнює -2 і напруга на виході ФД