Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989), страница 6

В число неизвестных, помимо величин, записанных в левых частях, входят также 8, !н „„, Е . Таким образом, для проведения однозначного расчета ймеется возможность выбора трех величин. Угол отсечки выбирают в соответствии с рекомендациями, приведенными в $1.4.С целью увеличения выходной мощности амплитуду импульса коллекторного тока г„а, следует устанавливать по возможности большей. Условие выбора !'„,х может быть записано следующим образом: ,„<(0,8 ... 0,9) !'„„ (1.29) При выборе напряжения источника питания Е, следует помнить о необходимости выполнения неравенства и„,,„< и„„„, где и„,х — максимальное мгновенное напряжение на коллекторе АЭ.

Из (1.9) видно, что и„,х = Е + У„х. Чтобы не нарушалась нормальная работа АЭ, амплитуда У„, не должна превышать Е . Отсюда ин,„= 2Е и условие для выбора напряжения источника питания: Е, ~ и„ в,„(2. (1.30) Если заранее известна амплитуда управляющего напряжения Ууг, то более удобно воспользоваться у-коэффициентами и значение г„„не выбирать, а получить в результате расчета: 3) !в щах= виу, (1 — созЕ);, 4) $гр . -1 — гк щвхг(вгр Еи) .

!) (,.=У, (е) виуп а) („,=У,(Е) вигн г,„=-иуи)„= в.„+)х,„, (!.з!) где иуг, !у, — комплексные амплитуды первой гармоники управляющего напряжения и тока. Иногда проще рассчитать входную проводимость Р„= )уи и„=- С,х+)Ввх, (1,33) Зная действительную часть входного сопротивления или проводимости, мож- но рассчитать входную мощность АЭ 1 1 =- — )хд = — их с вх = 3 у! вх — 3 у! вх (1.

33) а также нозффнцнент усиления мощности Кр —— Р (р„х. Дальнейший порядок расчета такой же, как и раньше, нужно лишь опустить формулу 1О).' Для получения оптимального режима проводят серию расчетов при разных значениях Е, ! „„(иногда Е„). Легко заметить, что из энергетических параметров АЭ остался неизвестным коэффициент усиления мощности Кр. Для его расчета нужно знать входное сопротивление АЭ. Кроме того, входное сопротивление АЭ используется для расчета входной согласующей цепи усилителя мощности. Входное сопротивление активного элемента. Определим входное сопротивление безынерционного АЭ как Я,„= (Уух(утт, где 1! „!ух — амплитуды первой гармоники напряжения и тока управляющего электрода АЭ.

Так как напряжение и иток! связанынелинейной зависимостью (входной ВАХ), то при гармонйческой форме иу (г) ток 1 (!) есть пеРиодическаЯ негаРмоническаЯ фУнкциЯ. Для расчета К„нужно, зная цу (!) и входную ВАХ, найти 1 (!), и, пользуясь формулами для коэффициентов ряда Фурье, рассчитать Уу,. Если учесть инерционность реальных АЭ, то возникает фазовый сдвиг между и (Г) и ! (Г). В этом случае входное сопротивление имеет комплексный характер: Чтобы реализовать рассчитанный режим, необходимо: подать на коллектор расчетное напряжение источника питания Е;, подать на управляющий электрод напряжение смешения Е,„и гармоническое напряжение возбуждения амплитудой У „мощность возбудителя должна быть равна рассчитанному значению Р,„; использовать выходную согласующую цепь, фильтрующую напряжение и имеющую входное сопротивление Я„на частоте возбуждения.

Изложенная методика может быть применена для расчета электрических режимов работы различных АЭ. Нужно лишь помнить основные допущения, а именно, что АЭ безынерционен, т.е. токи— мгновенные функции напряжений, и возбуждается гармоническим управляющим напряжением. й 1.8. Биполярный транзистор в усилителе мощности В усилителях мощности применяют, как правило, многоэмиттерные биполярные п-р-л-транзисторы, изготовленные из кремния. На рис. 1.13 показана структура одной ячейки транзистора (число параллельно соединенных ячеек в мощных транзисторах достигает нескольких тысяч).

В диапазоне высоких частот обычно используют транзисторные УМ, включенные по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Одна из возможных схем транзистор- и ного УМ изображена на рис. 1.14. Назз начение элементов: Е,, С, — входная со- гласующая цепь; ńфф, С, Е к выходная согласующая цепь; источник смещения Е,„, блокнровочная емкость Со„ н разделительная емкость Ср составляют цепь смещения; источник питания Е, и блокировочная емкость Со„ составляют л.р-л-транзистора цепь питания. Эквивалентная схема биполярного транзистора. На рис. 1.15,а представлен один из вариантов эквивалентной схемы биполярного л-р-и- транзистора. Диод УР, моделирует эмиттерный р-и-переход, УР, — пассивную область транзистора, УРз — коллекторный р-л-переход.

Свойства транзистора как АЭ учтены введением генератора коллекторного тока ~'„, зависящего от мгновенного напряжения на эмиттерном переходе и„. Сопротивления га, г„г„учитывают потери в области базы, эмиттера и коллектора; Еа, Е,, ń— индуктивности соответствующих выводов. Заменив диоды УР, — УР, их эквивалентными схемами, получим модель биполярного транзистора (рис. 1.15, б).

При такой замене учтено, что закрытый р-л-переход эквивалентен барьерной емкости; эквивалентной схемой открытого р-и-перехода является параллельно соединенные сопротивление рекомбинации и диффузи- 30 онная емкость; при работе транзистора в УМ эмнтгерный переход может быть в открытом или закрытом состоянии, а коллекторный переход обычно закрыт.

На рис. 1.15, б приняты следуюшие обозначения: 1тр — сопротивление рекомбинации, Сх,о и С, — диффузионная н барьерная емкости эмиттерного перехода, Сна — барьерная лилит Рнс. 1.14. Прннпнпнальнан злентрнчесхан схема усн- лнтелн мощности на бнполнрном транзисторе емкость активной части коллекторного перехода (т. е. части, расположенной под эмнттером1; С„„ — барьерная емкость пассивной части коллекторпого перехода.

В представленной эквивалентной схеме биполярного транзистора не учтены паразнтные параметры корпуса, сушественные лишь на относительно высоких частотах. а) Рнс. 1Лз. Эхвнвалентные схемы бнполнрното транзистора Некоторые элементы эквивалентной схемы — тса, Сл е— нелинейны, онн полностью описываются вольт-амперными или вольт-кулонными характеристиками, генератор тока определяется ЗаВНСИМОСтЫО 1„(ив ). ОСтаЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНтн ПРИНЯТО СЧИтатЬ ЛИНЕЙ- ными н для расчетов нужно знать численные значения их параметров.

31 Вольт-кулонная характеристика днффузнонной емкости эмнттерного перехода представляет зависимость диффузионного заряда неРавновесных неосновных носителей 4„„в, ннжектнРованных нз эмиттера в базу, от напряжении на эмиттерном переходе и„. Из теории р-и-перехода известно, что д~, — д (е" аы г 1), (1,34) где дэ — заряд равновесных неосновных носителей в базе; кт— температурный потенциал, гэг = 'наг);, я — постоянная Больцмана; Т вЂ” абсолютная температура транзистора; д, — заряд электрона (при комнатной температуре ~рг ж 0,026 В). Вольт-амперная характеристика сопротивления рекомбинацнн. Нелинейное сопротивление )сз учитывает рекомбинацию неосновных носителей заряда в базе.

Ток рекомбинации 1в = Чаиэ)тз (1. 35) где тз — среднее время жизни неосновных носителей (время рекомбинации). Подставив (1.34) в (1.35), получим ВАХ сопротивления = ~7о (е" д~эг 1) ъв Вольт-амперная характеристика генератора тока 1„. Из теории транзисторов известно следующее приближенное выражение, справедливое для активной области работы транзистора: 'м = Чяиф/тс (1.36) где т, — среднее время пролета носителей заряда через базу. Из (1.34) н (1.36) следует, что ( '~о (е~аи~%т (1. 37) т~ Полученное выражение представляет собой ВАХ генератора тока в недонапряженном и граничном режимах.

Параметры биполярного транзистора. При анализе радиотехнических устройств на биполярных транзисторах используют параметры эквивалентной схемы: га, г„г„, С„„С„„Еа, Е„Е„, коэффициенты передачи тока, параметры статических ВАХ н граничные частоты. Прн включении транзистора по схеме с общим эмнттером (ОЭ) различают статический коэффициент усиления тока )), = У„,: : Уа,(1„э — постоянный ток коллектора, )а, — базы) н коэффициент усиления тока в динамическом режиме, измеряемый прн малом сигнале (малоснгнальный коэффициент усиления), р = 7ю77аг ()ю — комплексная амплитуда первой гармоники тока коллектора, ~'а, — тока базы).

Статический коэффициент усиления тока Ц зависит от коллекторного тока („и напряжения и„. Когда 1„и и„изменяются во вре- 32 меня, ()«также есть функция времени. Для проведения инженерных расчетов целесообразно пользоваться некоторым постоянным, средним во времеии, коэффициентом усиления тока В. Найдем его, воспользовавшись приближенными соотношениями (1.38) и (1.38) и учитывая, что в статическом режиме ток базы!« =!в. (1.38) В = (к//э = тв/ть 5=В5,„, (1. 39) где 5,„ — крутизна входной статической БАХ; мэ= 1/тв. м» = 1/ть «>а = 1/тсс.

где ыв = 2п/а, «>~ = 2п/ь «>а = 2п/а~ /с=В/а /а=/,+/в (1. 40) (1.41) (1.42) Как показывают эксперименты, для большинства транзисторов, применяемых в передатчиках, В = 1б ... 30. Коэффициент усиления тока в динамическом режиме р — величина комплексная, причем ф ~ зависит от /„, и„и от частоты.

При включении транзистора по схеме с общей базой (ОБ), как и для схемы ОЭ, различают статический коэффициент передачи и, = /„«/1„ (1,« — постоянный ток эмиттера) и коэффициент передачи тока в динамическом режиме, измеряемый при малом сигнале, и = /ю//м (/м — комплексная амплитуда первой гармоники тока эмиттера). В соответствии с методикой расчета режима АЭ необходимо знать следующие параметрыствтических БАХ: 5, и„, и 5„р, причем Ю-н и и„, определяются по переходной БАХ, а 5„— по семейству выходных характеристик (см. приложение 3).