Розанов Б.А., Розанов С.Б. Приемники миллиметровых волн (1989), страница 31

Ряд таких устройств схематически представлен на рис. 4.2. Достоинства устройств связи на основе направленных ответвителей (рис. 4.2,а) — простота и широкополосность. Однако такие устройства не удовлетворяют многим из предъявляемых к иим требований. В частности, для них типично соотношение К~~+ +К4з=! между коэффициентами передачи мошности сигнала Кы и гетеродина К,х к смесителю.

Как правило, выбирают К„~0,2 ... ... 0,1; чтобы получить К~~)0,8 ... 0,9. Таким образом, умеренные потери сигнала могут быть лишь при высоких потерях мощности гстеродина. Направленные ответвители не обеспечивают также подавления амплитудных шумов гетеродина в боковых полосах 151 Ре Ре О' Рг Рг С:3 С:3 а/ Рис 4.2, полноводные устройства связи гетеронина со смесителем: направленный ответвнтель (а), резонаторы связи (б, в), резонаторы в Е-алосхостн (г), кольцевой резонатор (д) приема; для этого требуется включение в тракт гетеродииа дополнительного узкополосного резонатора. Потери /.с=1//(д, вносимые цепью гетеродииа в сигнальный тракт, могут быть уменьшены при связи через резонатор, настроенный иа частоту гетеродииа (рис, 4.2,б, в). В отсутствие .потерь в резонаторе в случае направленной и ненаправленной связи соответственно 1.,= (9+16$а)/(4+1бйа) и /'= (4+па)/(1+к'), где $= =26//ПР— обобщеииая расстройка; Ь/=/о — расстройка, равная промежуточной частоте; П вЂ” полоса резонатора.

Потери гетеродяииой мощности, подаваемой в плечо 4 (см. рис. 4.2,б, в), в резонаторе с собственной добротностью Яе Ар= =()Ав/4(с'и, где 1%в=!Ко+1/()~+1/(;)а, О, — нагруженная добротность, 1Я~ и 1Яа — декременты затухаиия за счет иагружеиия генератором и сигнальным трактом. Минимальные потери /.Р 152 =1+9,Яе достигаются при 1/()а=1/()о+1/()ь При одииаковом иагружеиви резонатора с двух сторон (Я,=Я,) /.р — — 1/(1 — („)„Яе)'. Направленная связь резонатора с линней передачи возникает, если элемент связи одновременно создает в двух направлениях ливии сипфазиые и противофазиые волны равной амплитуды. При этом в одном из направлений возбужденные волны складываются, а в другом — вычитаются.

При использовании в качестве линий передачи прямоугольных волиоводов, работающих иа основном типе,волиы Р/и, синфазиое и противофазное возбуждение может быть обеспечено связями с продольной //, и поперечной Н„ составляющими магнитного поля. В частности, круглое отверстие в широкой стенке волиовода создает равную связь с двумя этими составляющими при расположении его центра иа расстоянии ха = (а/и) агс(д(Ха/2п) (4.11) от узкой стенки волповода (см.

рис. 4:2,б, в). Это условие является частотно-зависимым. В случае его выполнения полное подавление гетеродиииой мощности в плече 3 может быть достигнуто при согласовании плеча 4 со входом резонатора. Этому соответствует условие 1/Ф=!Яо+Ща, которое может быть обеспечено выбором несколько большего диаметра входного отверстия связи. Напротив, полное подавлеиие мощности в плече 1 достигается при условии 1Яа=!Яо+ 1Яь совпадающем с условием минимума потерь в резонаторе и реализуемом при несколько большем выходиом отверстии связи. Наибольшее влияние иа разбаланс взаимно компеисируюшихся сиифазиых и противофазиых волн оказывает несоблюдение размера хо.

Круглым отверстием связи, расположенным описанным выше образом, в цилиндрическом резонаторе возбуждается волна типа //и с круговой поляризацией вследствие того, что составляющие поля Н„ и Н, в прямоугольном волиоводе имеют фазовый сдвиг и/2, Длина волны этого типа при радиусе резонатора ге Х =Х/ р'1 — (Х/3, 413г)'.

Резонансное колебание типа //п„возникает при выполмеиии условия пЛ'а/2=/т, где й — длииа резонатора. Низший тип колебаний Опп которому соответствует /г=Л'и/2, наиболее удален по частоте от высших типов колебаний и является предпочтительным. Для подавления амплитудных шумов гетеродииа размеры резонатора должны обеспечивать резонанс иа этом типе волны для частоты гетеродииа и отсутствие резонансов высших типов иа частотах сигнала и зеркального канала. При выборе одинаковых связей с сигнальным и гетеродиииым волиоводами Я~=(;)и) диаметр отверстия связи в бесконечно тонкой стенке 180, 167) .,'Г 27 ЬРЛ' (4.12) 4пЛаЛа0а соа (пло/а) где Де=0,59ца — виешвяя добротность (1Кв=!Я~+1%а).

По- 153 скольку,в ММ диапазоне стенку, разделяюшую волновод и резонатор, нельзя сделать очень тонкой по сравнению с Х, отверстие связи должно рассматриваться как круглый волновод, работающий на низшем запредельном типе волны Н|ь За счет конечной толшины стенки з связь волновода с резонатором уменьшается, а внешняя добротность увеличивается в А раз: А=ехр[4яз(1/Ло — 1/)ооро) «']. (4.13) где )оор= ),706Р— критическая длина волны в отверстии связи.

В резонаторе типа рис. 4.2,б трудно реализовать перестройку частоты, поскольку обе торцевые стенки связаны с аолноводами. В конструкции рнс. 4.2,в оба отверстия связи расположены на одной торцевой стенке; второй торец люжет быть образован плунжером, обеспечиваюшим перестройку резонатора в широких пределах [80, 167]. Размещение двух отверстий связи на одной стенке требует их смешения с оси резонатора на некоторое расстояние г. В этом случае направленность обеспечивается при условии //о!(хо)///о (хо) = //о (г)/Н р (г) которому соответствует хо=- (а/а) агс1д[)оо/~ (а)/(2аа/'1 (а) ) ], (4.14) где /1(а), Х'1(а) — функция Бесселя первого рода первого порядка и ее производная; а= 1,84г/го.

Правильное положеаие отверстия связи может быть рассчитано, если задаться одной из величин; г или хо. Но реализуемы лишь те сочетания размеров, которые обеспечивают практически приемлемую толщину степки !=2(г — хо) между волноводами. При смешении отверстий связи с оси резонатора происходит дополнительное увеличение внешней добротности: Яо(г) =(го(0)/(2/'~ (а) ) '. (4.!5) Увеличение ( ), за счет конечной толшины стенки з и смещения отверстия связи от центра резонатора должно комчепсировать"я соответствуюшим увеличением диаметра отверстий связи Поэтому для получения заданной величины Я, с учетом (4.!3) и(4.15) в выражение (4,12) вместо Я, должна подставляться величина Я',= = Я, (2/'~ (а) ) '/А.

Расчет собственной добротности Яо, определяющей потери в резонаторе, может быть произведен по формуле [80, 167] () ! + 0,343 (Л(го) (4 16) збт!Л + 0,4 )9 (Ло!го) 1! + 1, )03 (Л/оо)~) где б, и б, — эффективная глубина проникновения тока в торцевые и боковые стенки резонатора, обусловленная скин-эффектом. Практически реализуемая добротность вследствие неидеальиости поверхности стенок резонатора и наличия контактных стыков может оказаться в 2 и более раз хуже расчетной.

Поэтому вместо (4.16) можно пользоваться приближенной формулой ( ) о = 0,25)./б, (4.17) следующей из (4.16) при распространенном соотношении го = (3/4)):з. На практике в диапазоне волн 2...4 мм полоса нагруженного резонатора составляет 0,3...0,5 ГГц, потери мощности сигнала не превышают 0,5 дБ, потери мошностн гетероднна Ер(6 дБ, подавление амплитудных шумов гетеродива в полосах приема порядка 20 дБ при промежуточной частоте 1,5 ГГц. Отметим экспериментально наблюдаемое в резонаторах такого типа небольшое (менее половины полосы) расщепление резонансной кривой моды Опь связанное с неодинаковым нагружением отверстиями связи двух ортогональных линейно поляризованных компонент поля в резонаторе [80, 167].

Два паласовых фильтра по обе стороны от смесительного диода (рис. 4.2,г), один из которых пропускает частоту сигнала, а другой — гетеродина, также обеспечивают хорошую развязйу двух источников. Одновременно входной фильтр подавляет зеркальный канал. Для двухполосного приема входной полосовой фильтр должен быть заменен режевторным для частоты гетеро- дина, Смеситель с таким развязываюшим устройством, наотроенным на фиксированную частоту, удается сделать очень компактным [17]. Согласование диода на частотах сигнала и гетеродина в таком смесителе обеспечивается выбором расстояния от диода до каждого из фильтров, которые в полосе непрозрачности играют роль короткозамыкателей соответствующих волноводных шлейфов. Наиболее пригодными для рассматриваемой конотрукции являются фильтры, которые представляют некоторый набор стержней в Е-плоскости волновода и могут быть изготовлены как единое целое из тонкой фольги методом фотолитографии.

Методы их расчета рассмотрены в [168, 169]. Во многих зарубежных приемниках ММ диапазона используют устройства связи в виде направленного фильтра на основе кольцевого резонатора бегущей волны (рис. 4.2,д) [16, 56, 108]. Частоту кольцевого резонатора можно перестраивать изменением ширины зазора в Е-плоскости кольцевого резонатора [108]. Поскольку резонанс на частоте гетеродина возможен при разном числе т целых длин волн, укладывающихся вдоль кольца, перестройкой должен перекрываться лишь диапазон между соседними резонансами. о Длину кольцевого резонатора гр следует выбирать таким образом, чтобы наряду с резонансом в кольце на частоте гетеродина в,нем происходило подавление полос приема.

Этим требованиям соответствуют условия, подобные (4.6): гэ= [т+ (2!+1)/2])з+; гв=ойх;, гэ=[т — (2!+1)/2К-; 1=0,1,2,..., (4.18) где Хз„Лз+, Хя — длины волн в кольцевом волноводе для гете- родина, верхней и нижней полос приема. Минимальной длине гв соответствует !=О.

(Выполнение первого и третьего условий может быть приближенным, если не преследуется цель добиться )33 максимального яодавления на )+ н )-.) При 1=0 из первого и третьего условий лт= 0,5(Лх +Лх+)/(Лх=Лх+), Легко убедиться, только че е что в отсутствие дисперсии в кольцевой линии т вй ж т=0,5 рез частоту гетеродина ), в промежуточную частоту ): —, 1,1)о; с учетом второго условия (4.18) при этом гэ=0,5Ло т о.