Cтепаненко - Основы микроэлектроники (989594), страница 65
Текст из файла (страница 65)
Распространенным типом синфазной составляющей являются различные (внутренние и внешние) помехи и наводки, действующие одновременно на оба входа. Поэтому увеличение коэффициента ʄ— один из главных путей повышения помехоустойчивости ДУ; Для оценки коэффициента подавления предположим, что сопротивление источыика тока, как и выше, равно Во а неидентичность плеч ДУ определяется соотношениями аз — — а — Ла„ а1 =а+ Ла; Вкз = Вк + ЛВк,' Вкз =  — АВ ° где а и „— средние значеыня. Как уже отмечалось„приращение тока 1о под действием синфазного сигнала составляет У,„,/Вг Пусть это приращение распределяется поровну между эмиттерными переходами.
Гогда изменения коллекторных потенциалов можно записать следующим образом: ЛГ/к1 = — а1(Г/,х,/2В,)В„П ~1Г/кз а~2(Г/вх ~/2В!)Вкз. Приравнивая разность этих приращений первому слагаемому в правой части (9.3бб) и подставляя приведенные выше значения а» аг> В„1 и В„з, нетрудно записать Кле= — а " — + —" Коэффициент подавления в линейной (ые логарифмической) форме найдем, поделив коэффициеыт усиления К на коэффициент Кии Используя (9.37б), представим коэффициент подавления в следующей общей форме: К„= — — '.
(9.42) б; Здесь б — коэффициент асимметрии ДУ, т.е. сумма относительных разбросав параметров в его плечах: Ла АВ„ б = — + — ". а В„ 9.6. Двффереияяаяьаме усняятелн В случае необходимости эту сумму можно дополнить разбросом других параметров транзисторов. Прн выводе выражения (9.42) знаки нриращеннй Ла н аВ, были положительными, так как считалось, что В„, > В„н а, > а . Соответственно коэффициент асимметрии оказался арифметической суммой относительных приращений.
На практике оба приращения независимы н неконтролируемы, т.е. могут иметь разные величины н знаки. Ориентируясь на наихудший случай, коэффициент асимметрии рассчитывают как сумму модулей максимально возможных нян наиболее вероятных относительных приращений. Прн этом в реальном ДУ коэффициент 5 может быть меньше, а коэффициент К~ больше расчетного значения. Интегральные ДУ, в связи с меньшим коэффициентом асимметрии, обеспечивают более высокие коэффициенты подавления, чем ДУ, выполненные на дискретных транзисторах.
Из выражения (9.42) следует важный вывод: коэффициент подавления находится в прямой зависимости от сопротивления источника тока В,. Следовательно, это сопротивление должно быть как можно больше. Простейшие — резисторные источники тока (см. рис.
9.15) в ДУ непригодны. Входное сопротивление. Различают входные сопротивления ДУ для дифференциальной и синфазной составляющих сигнала. Эти сопротивления существенно различны. Для дифференциальной составляющей входное сопротивление равно удвоенному входному сопротивлению каждой половины ДУ.
Используя выражение (9. 7а) прн В, = О„получаем: Ввх д = 2 П() + 1) (гэ + гсН. (9.43) Пусть, например, () = 100, г, = 25 Ом и гс = 150 Ом; тогда В,„„= 5,35 кОм. Сопротивление г, обратно пропорционально току покоя 1, . Поэтому для увеличения входного сопротивлео ния целесообразно использовать ДУ в режиме малых токов — в микрорежиме. Кроме того, целесообразно использовать транзисторы с высокими значениями (), например, пары Дарлингтона (см. равд. 9.2). Так, если 1, = 50 мкА и 5 = 2000, то г, = 0,5 кОм и В,„= 2 МОм. Для синфазной составляющей входное сопротивление определяется сопротивлением источника тока Вс Полагая ЛУ, = 11,„„получаем приращение тока Ыо = 11 „/Вг Соответственно 366 Глава 9. Основы аналоговой схомотохвнкн Асс = — 'асс И АТО = — (1 — СС)г!Ссс.
ДЕЛЯ У,„с На 2Лсб И ПЕрЕХОдя От с г о б коэффициента а к б, находим синфазное входное сопротивление: В,х, = (8+ 1) В,. (9.44) Поскольку В, » г„сопротивление В, намного превышает Ввх д Динамический диапазон. Под динамическим диапазоном понимается выраженное в децибелах отношение максимального и минимального входных сигналов. Минимальный сигнал ограничивается собственными шумами, а максимальный — нелинейными искажениями, т.е.
искажениями формы сигнала. Приближенно можно оценить максимально допустимый сигнал, пользуясь критериями отсечки или насыщения транзистора. Пусть в режиме покоя У„=ЯЕ„. При положительной полярности входного сигнала потенциал У„уменьшается вплоть до О (после чего наступает насьпцение транзистора), а при отрицательной полярности — увеличивается вплоть до Е„(после чего наступает запирание транзистора). Таким образом„в обоих случаях максимальное приращение ЛУ„составляет )зЕ,. Деля эту величину на коэффициент усиления в форме (9.38)„получаем максимально допустимый входной сигнал: с ах макс = сгг ° (9.45) Практически сигналы величиной сб неприемлемы, так как при этом на краях диапазона существенно меняется ток эмиттера, а вместе с ним сопротивление г, и коэффициент усиления. В результате возникают большие нелинейные искажения.
Что бы искажения сигнала были невелики, амплитуды сигналов должны лежать в пределах 0,5 сот Синфазные сигналы могут иметь гораздо большие значения, чем дифференциальные, поскольку коэффициент К„значительно меньше„чем К . Запишем соотношение между потенциаРл" о лом коллектора и синфазным сигналом, полагая У„м)' Е„: (~к =,зЕк + Кос(~вх с. 9.6. Диффереввиалвввве усилители 367 (' ах смака ~к/(1 ~се)) (увх с макс йк/31(сс (9.46а) (9.466) где К„< 0 (см. (9.39)). Поскольку обычно Щ < 1, легко видеть, что синфазные входные сигналы могут составлять несколько вольт, вплоть до напряжений, близких к Е„, Точностные параметры. К точностным параметрам ДУ относятся паразитные напряжения и токи, которые имеют место в режиме покоя, но оказывают влияние на выходной сигнал в процессе усиления переменной составляющей.
Неизбежная асимметрия плеч в реальных ДУ является причиной того, что в режиме покоя на выходе имеется конечная разность — разбаланс потенциалов: Пы — У„з. Такому разбалано о су соответствует на входе некоторый мнимый дифференциальный сигнал ~см (с' «1 ~кз)/К (9. 47) который называют напряжением смещения нуля. Чтобы устранить разбаланс выходных потенциалов, нужно подать на вход дифференциальный сигнал величиной (1,„, но обратного знака. Напряжение смещения состоит из нескольких слагаемых„ каждое из которых зависит от разброса соответствующих величин: эмиттерных токов 1„коллекторных сопротивлений Вк и др.
Разброс эмиттерных токов (при одинаковых напряжениях 11,) обусловлен разбросом тепловых токов в эмиттерных переходах (см. (5.386)): в транзисторе с меньшим током 1,0 будет меньше и ток 1,. Для того, чтобы выровнять эмиттерные токи, на вход ДУ следует подать «выравнивающий» дифференциальный сигнал У,„,. Этот сигнал должен иметь такую полярность и такую величину, чтобы напряжение 11э в транзисторе с меньшим током 1 увеличилось, а в транзисторе с большим током 1,0 уменьшилось и чтобы при этом эмиттерные токи стали одинаковыми: (уа1 ('а +,аз(усмт 'туап (1э11э01)~ ~эз ~а 22 ~' смт — та 7)П (1эl1а02). Подставляя в левую часть 11„= 11,„с (условие насыщения) или У„= .Ех (условие отсечки), потччаем соответственно максимальные положительный и отрицательный синфазные сигналы: Глава 9.
Осиовы авалоговоа схемотевииии Вычитая второе равенство из первого, получаем: (/см1 = стт)п (1ссг/1ссг). (9.48) Например, если тепловые токи различаются на 20%, то (/сл1 и 5 мВ. Вторая по важности составляющая напряжения смещения обусловлена разбросом сопротивлений В„. Пусть токи в плечах одинаковы.
Тогда разность коллекторных потенциалов в режиме покоя составит: (/ т Н з = сс1о~~)1в' о с Деля зту разность на коэффициент усиления (9.376) и под- ставлЯЯ г, = с9Г~Я1о), полУчаем втоРУю составлЯюЩУю напРЯ- жения смещения в виде: с/смз 2 сРт(/ысв/Лв). (9.49) Например, при ~И„/)с„= 0,02 получаем (/,„з = 1 мВ. Меньшее значение втой составляющей по сравнению с первой (см. пример к (9 48)) типично для ДУ. Другие составляющие, связанные с разбросом коэффициента а, сопротивления г„и т.п., еще менее существенны.
Необходимо иметь в виду, что напряжение смещения зависит от температуры. Эта зависимость характеризуется температурной чувствительностью ап, которая обычно измеряется в мкВ/'С, Для главной составляющей напряжения смещения (/,„„ обусловленной разбалансом змиттерных токов, температурную чувствительность можно оценить как разность температурных чувствительностей напряжений У, и (/,з при выровненных эмиттерных токах. Известно, что температурная чувствительнось при заданном токе пропорциональна разности величин ширины запрещенной зоны и прямого смещения и обратно пропорциональна температуре. Откуда нетрудно получить: зи =з1 зг = (/сит/Т ° (9.50) Например, если(/,, = 5 мВ и Т = 300 К, тово м17 мкВ/'С.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
