63810 (695457), страница 3

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 3)

wR (C + C )<<1 ,

имеет место следующее выражение:

K = iwC R ,

т.е., эквивалентом нашей электрической антенны является дифференциальная цепь первого порядка с крутизной спада АЧХ в сторону нижних частот 6 дБ/окт. Собственная емкость применяющихся антенн составляла в различных экспериментах от 10 до 40 пФ. Оценим величину входного сопротивления антенного усилителя, необходимого для получения равномерной амплитудно-частотной характеристики ~АЧХ` антенны выше 1 кГц при емкости антенны С = 40 пФ.

Для обеспечения требуемого высокого входного сопротивления и согласования антенны с соединительным кабелем непосредственно в корпус антенны был установлен усилитель с полевым транзистором во входной цепи, обеспечивающий малую входную емкость [30]. Подача питания осуществлялась по сигнальному кабелю. С целью подавления высокочастотных помех, возбуждаемых в антенне и в соединительном кабеле сигналами радиостанций, результаты детектирования которых во входных цепях могут значительно повысить уровень помех в рабочем диапазоне частот, на входе антенного усилителя и на выходе кабеля были включены пассивные интегрирующие RC-цепи 1-го порядка, настроенные на частоту около 100 кГц.

1.2 Магнитная антенна

В настоящем параграфе получена оценка эффективной площади магнитной антенны ~МА` с ферромагнитным сердечником, а также вытекающие из нее рекомендации по выбору типа сердечника.

При измерениях низкочастотных магнитных полей в качестве магнитных антенн обычно применяют проволочные соленоиды с ферромагнитным или воздушным сердечником. Главной характеристикой таких антенн является величина Э.Д.С., развиваемой на зажимах соленоида, при заданном внешнем магнитном поле фиксированной частоты. Эта величина зависит от эффективной площади магнитной рамки, которая в свою очередь определяется материалом сердечника, его размерами, числом витков обмотки, их средней площадью.

При расчете магнитной антенны возникает задача максимизации эффективной площади, что на первый взгляд связано с варьированием четырех перечисленных выше параметров. Можно показать, что эффективная площадь магнитной рамки с сердечником, а значит и ее чувствительность, фактически определяется не четырьмя, а двумя параметрами.

Эффективная площадь МА с сердечником равна [29,42]

S = pb m N. (1.2.1)

Здесь предполагается, что сердечник из материала с эффективной магнитной проницаемостью m имеет форму вытянутого сфероида с полуосями a > b = c, а N - число витков соленоида.

Для эллипсоидального сердечника конечных размеров m оказывается меньшим, нежели m магнитного материала. Это уменьшение описывается известным коэффициентом размагничивания і [29, 42, 19]. Последний определяется геометрическими параметрами сердечника. При этом оказывается, что использование материалов с высоким m оказывается выгодным только в случае сильно вытянутых сердечников. На практике эксплуатация таких антенн сопряжена с целым рядом неудобств (например, вибрационные помехи), поэтому как правило выполняется условие і>>1/m.

Эффективная магнитная площадь реальных антенн с точностью до слагаемых порядка a /mb<<1 связана исключительно с геометрическими параметрами, а влияние магнитной проницаемости m носит поправочный характер. Сохраняя главный член в формуле (2.2) получим сравнительно простое соотношение:

Как видно, S определяется в основном числом витков соленоида N и длиной сердечника 2a. Причем она равна примерно площади воздушной рамки с тем же числом витков, если их диаметр равен длине сердечника 2a. Насколько нам известно, это обстоятельство в литературе не отмечалось.

Таким образом, при m>>a/b увеличение проницаемости сердечника не дает заметного выигрыша в чувствительности. Этим, по-видимому, и объясняется близость размеров всех низкочастотных МА, используемых в практике измерений [8].

Полученная выше приближенная формула (1.2.3) существенно упрощает расчет и позволяет сделать следующие практические выводы.

1. Реальные магнитные антенны удовлетворяют условию m(b /a )>>1, поэтому их эффективная площадь зависит от числа витков обмотки и длины сердечника.

2. При фиксированной длине стержня 2a эффективная площадь тем больше, чем больше толщина сердечника.

3. При фиксированном радиусе сердечника b эффективная площадь монотонно возрастает с увеличением длины стержня, пока не достигает наибольшего значения, определяемого проницаемостью материала сердечника.

4. Магнитные антенны с воздушным и ферромагнитным сердечниками, имеющие одинаковое количество витков обмотки, обладают примерно одинаковой эффективной площадью, если диаметр воздушной рамки равен длине ферромагнитного сердечника.

Таким образом, проблема сердечника для магнитной антенны сводится к выбору одномерной конструкции с ферромагнитным сердечником или двумерной - с воздушным, при линейных размерах одного порядка.

Последнее обстоятельство учитывалось при выборе воздушной рамки в качестве МА для широкополосных измерений. Это позволило без потери чувствительности избавиться от таких проблем, как насыщение ферромагнитного сердечника внешним

постоянном магнитном полем Земли, собственные шумы феррита и т.п., присущих МА с ферромагнитными сердечниками.

В качестве приемных антенн магнитного поля использовались экранированные воздушные рамочные антенны, входящие состав промышленного СДВ приемника ПК-66. Для обеспечения требуемой широкой полосы рабочего диапазона рамки были модифицированы путем удаления элементов резонансного контура, встроенных в корпуса антенн. Обмотка антенны содержит 60 витков провода, диаметр антенны составляет 80 см.

1.3 Антенный усилитель для магнитной антенны

Не менее важным требованием к датчику магнитного поля при измерении импульсов является передача сигналов без искажения их временной формы. При отсутствии ~или малости` нелинейных искажений форма сигнала зависит от частотных искажений, определяемых свойствами комплексного коэффициента передачи приемного тракта. Частотные искажения в индукционной соленоидальной антенне обусловлены тем, что Э.Д.С., возникающая в ней, пропорциональна производной по времени от индукции падающего магнитного поля:

Э.Д.С. = - K -- cosq , ~1.3.1`

где B - индукция магнитного поля, K - постоянный коэффициент, зависящий от числа витков катушки и конструкции магнитной антенны, q - угол между вектором магнитной индукции и нормалью к плоскости намотки МА. Э.Д.С., возбуждаемая в антенне на фиксированной частоте равна:

Э.Д.С. = iw K B cosq, (1.3.2)-

где w - круговая частота колебаний, i - мнимая единица; зависимость от времени предполагается вида exp(-iwt). Мы видим, что Э.Д.С. на выходе МА нарастает линейно с ростом частоты, а мнимая единица описывает фазовый сдвиг Э.Д.С. на 90 по отношению к падающему магнитному полю. Эквивалентом магнитной антенны на низких частотах служит дифференциальная цепь первого порядка. Чтобы скомпенсировать линейное нарастание с частотой модуля коэффициента передачи и постоянный фазовый сдвиг на 90 во всей области рабочих частот относительно падающего магнитного поля, применяются разнообразные достаточно сложные конструктивные и схемотехнические методы [29, 1].

Нами была предложена и реализована простая схема антенного усилителя магнитной антенны, обеспечивающего постоянство амплитудно-частотной характеристики ~АЧХ` и устранение фазового сдвига на 90 фазо-частотной характеристики ~ФЧХ` сквозного тракта "антенна - антенный усилитель" по полю в широком диапазоне частот. Это необходимо для передачи сигналов без искажений формы. Принципиальная схема устройства, за основу которой взят усилитель тока ~ см. например [13] ` , приведена на Рис. 1.3. Здесь использованы следующие обозначения:

• МА - магнитная антенна;

• R - сопротивление обратной связи;

• R - активное сопротивление обмотки;

• C - паразитная межвитковая емкость;

• А1 - операционный усилитель.

Проанализируем работу данной схемы. Магнитная антенна ~МА` подключена ко входу операционного усилителя, который работает в режиме усиления тока, что достигается за счет введения отрицательной обратной связи через сопротивление R, за счет которой на инвертирующем входе поддерживается потенциал, равный потенциалу неинвертирующего входа, т. е. нулю. С другой стороны, потенциал инвертирующего входа образуется суммой втекающего во входную цепь и вытекающего через сопротивление обратной связи токов. Эти токи должны быть равны по величине и противоположны по знаку. Входной ток циркулирует в контуре, образованном короткозамкнутой катушкой МА с индуктивностью L .

i = Э.Д.С./Z , (1.3.3)

где Z = iwL - комплексное сопротивление МА. Подставив выражения для Э.Д.С. (1.3.2) и Z в формулу для входного тока (1.3.3), получим, что ток в короткозамкнутой МА пропорционален индукции падающего магнитного поля и не зависит от частоты:

i = iw K B cosq/iwL = K B cosq/L

Выходное напряжение найдем из условия равенства втекающего и вытекающего токов на инвертирующем входе операционного усилителя:

i = U /R = - i .

Отсюда получаем

U = -R K B cosq/L.

Следовательно, коэффициент передачи устройства по полю равен:

K = U / B = -R K cosq/ L . (1.3.4)

Как видно из полученного выражения, коэффициент передачи устройства по магнитному полю действителен и не зависит от частоты. Это значит, что АЧХ устройство равномерна, а вносимый фазовый сдвиг на всех частотах равен 180 градусам.

Полученный результат справедлив в случае, если компоненты антенного усилителя и магнитная антенна обладают идеальными характеристиками. В действительности такие параметры, как паразитные емкости МА, конечное активное сопротивление намоточных проводов, конечный коэффициент усиления операционного усилителя ограничивают диапазон частот, в котором остается справедливым равенство ~1.3.4`.

Рассмотрим влияние конечного активного сопротивления МА на коэффициент передачи устройства. Полный коэффициент передачи по полю в этом случае записывается в следующем виде:

KB = - Rjc K cosq iw/ (Ra + iwL).

При wL . Ra мы получаем коэффициент передачи для идеального случая (1.3.4). При wL , Ra коэффициент передачи по полю пропорционален частоте входного сигнала:

KB = Rjc cosq iw/ Ra.

Отсюда видно, что величина активного сопротивления, включенного последовательно с МА определяет нижнюю частоту среза устройства.

Теперь рассмотрим влияние паразитной емкости МА на коэффициент передачи устройства. Напряжение на выходе МА равно:

Uc = Э.Д.С./(1-w LC `, ~1.3.5`

Коэффициент передачи устройства:

Uds[/Э.Д.С. = - Rjc/ Zrjyn, 1.3.6`

где Zrjyn - полное сопротивление контура во входной цепи.

Zrjyn = iwL / ( 1-w L C )

Подставляя выражения для Uc и Z в равенство ~1.3.6` получим

Uds[/ Э.Д.С. = - Rjc/iwL,

Данное выражение, с учетом (1.3.2), эквивалентно ~1.3.4), т.е. коэффициент передачи устройства не зависит от паразитной емкости. Полученный вывод можно было сделать из следующих простых соображений: поскольку на инвертирующем входе поддерживается нулевой потенциал, то через паразитную емкость C не текут токи смещения, и, следовательно, ее величина на коэффициент передачи не влияет.

Тем не менее, при конструировании реальных антенных усилителей следует учитывать что вследствие конечного быстродействия операционных усилителей паразитная емкость антенны может исказить коэффициент передачи на высоких частотах.

Схема усилителя для магнитной антенны, использовавшегося в измерениях приведена на Рис.1.4. Амплитудно-частотная характеристика тракта МА - антенный усилитель по полю, снятая с помощью соленоидального излучателя, представлена на Рис.1.5.

1.4 Фильтры нижних и верхних частот

Фильтры нижних и верхних частот применяются в приемном тракте, предназначенном для анализа атмосфериков, с целью подавления сигналов помех, частота которых лежит за пределами рабочего диапазона. В области частот ниже 1 кГц помехи представлены излучением на частотах гармоник силовой промышленной электросети. В области частот выше 10 кГц - сигналами навигационных и радиовещательных радиостанций СДВ - ДВ диапазонов.

При создании аппаратуры для исследования вертикальной электрической компоненты электромагнитного поля атмосфериков в качестве ФВЧ и ФНЧ были выбраны активные фильтры второго порядка, которые обладают крутизной спада модуля амплитудно-частотной характеристики за полосой пропускания равной 12 дБ/окт. С помощью фильтров наиболее мощная помеха от силовой сети частотой 50 Гц была подавлена почти на 50 дБ, а также существенно ослаблены помехи от навигационных станций СДВ диапазона, что позволило привести динамический диапазон сигнала в соответствие с параметрами использовавшегося для регистрации магнитографа НО-62.

При использовании цифровой обработки принятых сигналов производится их преобразование к числовой последовательности ~дискретизация`. В соответствии с теоремой Котельникова, частота дискретизации должна превышать удвоенное значение максимальной частоты составляющие которой присутствуют в сигнале. Чтобы ограничить спектр сигнала, его пропускают через фильтр нижних частот. Важную роль для уменьшения ~исключения` искажений за счет наложения спектра при дискретизации и цифровой обработке в ЭВМ играют параметры фильтра нижних частот. Поскольку реальный фильтр обладает не бесконечной крутизной спада АЧХ (такой фильтр физически нереализуем), необходимо учитывать присутствие в сигнале частотных составляющих, лежащих выше частоты среза ФНЧ.

При конструировании универсального аналого-цифрового комплекса частота дискретизации в аналого-цифровых преобразователях была выбрана равной 100 кГц при верхней границе рабочего частотного диапазона, равной 13 кГц. Достаточно высокое значение частоты дискретизации позволило практически исключить погрешность аналого-цифрового преобразования, вызванную наложением частот “фолдингом” в спектре и применить ФНЧ невысокого порядка, более простого в настройке, более стабильного по параметрам и, что важно для измерения азимутов, вносящего меньшие фазовые искажения. В качестве фильтров верхних и нижних частот были выбраны фильтры Баттерворта 6-го порядка, обеспечивающие затухание вне полосы пропускания равное 36 дБ/окт. При проектировании фильтров применялись схемы звеньев на операционных усилителях и методики расчета, приведенные в [25].

1.5 Комплекс аппаратуры для исследования вертикального электрического поля СДВ-атмосфериков

Комплекс предназначен для регистрации и спектральной обработки вертикальной компоненты электрического поля СДВ атмосфериков. В его состав входят:

• вертикальная электрическая антенна, представляющая собой изолированный металлический диск диаметром 30 см., установленный на мачте высотой 3 м.

• широкополосный антенный усилитель с входным сопротивлением около 6 МОм и динамическим диапазоном не менее 60 дБ,

• фильтры верхних и нижних частот с частотами среза соответственно 1 и 10 кГц и затуханием 12 дБ/окт.,

• магнитограф НО-62.

Блок-схема и передаточная характеристика всего приемо - регистрирующего тракта, которая контролировалась через эквивалент антенны, приведены на Рис. 1.6. и 1.7.

Прием и регистрация сигналов происходила следующим образом. Сигнал с антенны через интегрирующую RC цепь, поступал на антенный усилитель. С выхода антенного усилителя по экранированному кабелю, длиной около 50 м, сигнал подавался на фильтры верхних и нижних частот, настроенные соответственно на 1 и 10 кГц.

Между выходом кабеля и входом полосового активного фильтра была включена интегрирующая RC-цепь аналогичная цепи, установленной на входе антенного усилителя. Отфильтрованный и усиленный до необходимого уровня сигнал записывался на магнитограф НО-62 в режиме прямой записи, который обеспечивал требуемую полосу частот и динамический диапазон не менее 40 дБ.

Характеристики

Список файлов реферата