Иванов-Циганов А.И. - Электротехнические устройства радиосистем (1979) (563351), страница 49
Текст из файла (страница 49)
Время спада коллекторного тока найдем нз условия С(1,) = О, что дает (! !. !О) Т, = Т,„= т,1п [(й, + 1)/М Полное время отключения транзистора равно сумме времени рассасывания неосновных носителей н времени спада: Тоткн = Тр + Тон = тт 1П [((б» + ов)1(бт). (1 1.1 1) Импульс напряжения, получившийся на внешней омической наг грузке транзистора, не повторяет по своей форме импульсы базового тока, а соответствует току коллектора. Отличие заметно не только в крутизне фронтов спада и нарастания, но и в длительности импульсов.
Импульс коллекторного тока на время Тр длиннее отпирающего импульса базового тока. Соответственно интервал между импульсами коллекторного тока на время рассасывания меньше, чем длительность запирающих транзистор импульсов базового тока. Увеличение кратности включающего тока уменьшает время включения транзистора, но вместе с тем приводит к росту времени рассасывания заряда неосновных носителей в базе. Оно благоприятно сказывается на уменыпении времени рассасывания и спада коллекторного тока. В том случае, когда основной интерес представляет получение импульсов коллекторного тока с крутыми фронтами, выбирают кратность включающих и кратность выключающих импульсов базового тока равными и значительно болыпими единицы.
У ряда транзисторов, например у ГТ905, малое сопротивление промежутка коллектор— эмиттер получается при кратности включающего тока, большей десяти. Для уверенного и глубокого насыщения транзистора-ключа управляющее напряжение и сопротивление резистора в цепи базы выбирается таким, что амплитуда базового тока получается в й, раз большей того значения, которое обеспечивает переход транзистора,в состояние насыщения при заданном значении тока коллектора и минимальном значении коэффициента усиления по току транзистора. Пусть ток коллектора, который должен пропустить насыщенный транзистор, равен 1кн.
Тогда амплитуда импульса базового тока должна быть раВНа 1б„= (бт/к„/иго~о. 8 А И Иввнов Цыгвнов Для транзистора с коэффициентом усиления по току () ) () „, кратность отпирающпх импульсов тока (степень насыщения) будет другой. Назовем ее фактической — /се. Она всегда больше /с„так как йе = /с1()/Р ь,.
Поскольку разброс коэффициентов усиления по току у современных транзисторов достигает трех — шести раз, то фактическая степень насыщения может быть в шесть раз больше /с,. Если /с, = = 1,3, то /ге достигает восьми, а при /г, = 10 /ге = 60. В ряде импульсных схем (стабилизаторов й преобразователей) высокая фактическая степень насыщения приводит к увеличению потерь мощности в транзисторе, возникающих прп его переключении яз состояния отсечки в состояние насыщения и обратно. Помимо этих потерь мощности, называемых коммутационными, в транзисторе-ключе теряется некоторая мощность и в том случае, когда он находится в состояниях насыщения и отсечки. Энергия, выделяющаяся в насыщенном транзисторе, пропорциональна квадрату протекающего через него тока: Ав = /,",вгв (Т„+ Тр), (11.! 2) где Тв — длительность открывающих транзистор импульсов.
Через запертый транзистор течет неуправляемый ток коллектора /„„который до сих пор не учитывался ввиду его малости в сравнении с током /,„. За время паузы длительностью з = Т вЂ” Тв — Т„„, этот ток приведет к рассеиванию в транзисторе энертии (1! Аз) Здесь Е„, — напряжение, приложенное к запертому транзистору, которое в некоторых схемах отлично от напряжения источника коллекторного питания. В схеме рис.
11.1, а Е„, = Е. Энергия, соответствующая коммутационнь/м потерям в транзисторе, может быть подсчитана по общему определению: ~в+ Тсп вкв А„„„= ~ /к (/) и„, (/) с/! + ~ /„(/) ик, (/) Й. (11.14) Вычислить интегралы, стоящие в правой части (11.!4), для токов и напряжений, существующих в схеме рис. 1!.1, а, нетрудно. Однако практической ценности полученный при этом результат иметь не будет, так как в реальных схемах транзистор работает не иа омическучо нагрузку, а на фильтр, содержащий реактивные и нелинейные элементы: Из-за этого напряжение на транзисторе во время коммутационных процессов будет меняться не так, как показано на рис.
11.4, в. Поэтому величина коммутационных потерь зависит от вида нагрузки, на которую работает транзистор. После рассмотрения коммутационных процессов в стабилизаторе будет подсчитана энергия, выделяющаяся при этом в транзисторе,. Сейчас же ограничимся только общим выражением (11.14). Полная мощность потерь в транзисторе, работающем в ключевом режиме, (11.! 5) Рв„= А/Т = (Ав+ А„к-1- А„.в)/Т 226 Если коммутационные импульсы базового тока имеют не идеальные фронты, а наклонные, то время включения, время рассасывания и время запирания возрастают.
Однако если длительность фронтов коммутирующих импульсов меньше одной десятой от постоянной времени транзистора, то процессы запирания и отпирания практически такие же, как и при идеальном импульсе. В 1т.2. Силовая цепь импульсного стабилизатора с последовательным включением дросселя Рассмотрим основные процессы в силовой цепи импульсного стабилизатора. Чтобы отвлечься от коммутационных процессов, примем транзистор и диод действующими мгновенно, т.
е. т, и т, положим равными нулю. Схема управления транзистором-ключом пусть будет такова, что период повторения открывающих транзистор импульсов Т постоянен, а меняется их длительность, т. е. управляющие импульсы в зависимости от величины выходного напряжения модулируются по ширине (ШИМ) г2л Т-// Т 7Т-8 7Т Рис. 11.З В импульсном стабилизаторе с широтно-импульсной модуляцией (рис. 11.5, а) пульсации выходного напряжения (/ очень малы. Поэтому при определении токов заряда /, и разряда 1', (рис. 11.5, г) дросселя можно считать напряжение на конденсаторе С постоянным и равнь|м (/в.
В этом случае эквивалентные схемы зарядки и разрядки дросселя примут вид рис. !1.5, б, в. Если выходное сопротивление источника стабплизируемого напряжения гв мало, а сопротивление насыщенного транзистора гв и открытого разрядного диода г, равны, то схемы рис. 1!.5, б, в повторяют схемы зарядки и разрядки дросселя в выпрямителе напряжения прямоугольной формы (см. рпс. 7.!2, а, б). Следовательно, токи /,(/) н 1',(/) будут определяться выражениями (7.37), а выходное напряжение (/в — формулой (7.39).
Под сопротив- 227 с оо од Рис. ! !.6 с пикап (! — О„1Епи„). и ~. (11. 17) лениел! г следует в данном случае понимать сумму сопротивлений обмотки дросселя г„, и открытого диода г„= гп, а Еп,„принять равным нулю. Семейство выходных и регулировочных характеристик силовой цепи импульсного стабилизатора с ШИМ (рис. 11.6), построенное в соответствии с (7.39), дает возлюжность определить диапазон изменения длительности относительной паузы 6/Т, необходимый для сохранения неизменным выходного напряжения (/и при колебаниях как входного напряжения Е, так и тока нагрузки 1п. Траекторией рабочей точки на семействе выходных — регулировочных характеристик при постоянных (/и и Е и изменяющемся токе нагрузки 1, является прямая, параллельная оси абсцисс.
Так, выбрав исходное значение (/и/Е = 0,7, получим прямую АС, показывающую, что изменению тока нагрузки о от 1, „(точка А) до нуля Е (точка С) в идеальном стаби- лизаторе (он обеспечивает л Л17 = 0) соответствует измео нение относительной длительг=о ности паузы 6/Т от 0 до 0,3. оА Регулированию выходного оа напряжения стабилизатора (/и оо при неизменном токе нагрузо. ки 1, и напряжении источника ОО ОО ОО гог Ка Е СООтВЕтСтВуЕт ПЕРЕМЕщЕ- нню рабочей точки по вертикальной прямой. Так, при максимальном юке (прямая АВ) для регулировки напряжения от 0,7 Е до 0 необходимо менять относительную паузу от 0 до 0,7. Изменение одного напряжения Е вызывает пропорциональные изменения абсциссы и ординаты рабочей точки.
Поэтому такому изменению соответствует траектория в виде прямой, соединяющей точку, соответствующую Е,п, с началом координат. Если Е;п соответствовала точка А, то при увеличении напряжения Е рабочая точка будет перемещаться по прямой ОА от точки А к точке О. Чтобы стабилизатор мог поддерживать строго постоянным напряжение (/ при заданных диапазонах изменений Е,„— Е ы и 1„„,„— — 1,;„, необходимо верхнюю правую граничную точку рабочей области расположить ниже прямой, соответствулощей 6/Т = О. При заданных Е ы, 1,,„и ()п это условие определяет то сопротивление г, при котором возможно осуществить данную схему силовой цепи стабилизатора.
Для 6 = 0 уравнениелинии выходной характеристики принимает вид 1„г(Е = 1 — (/„(Е. (11.16) Подставив сюда 1„„,„и Е,„,п, получил! условие осуществимости в виде Пусть от источника с напряжением Д' = 12,5-:25 В необходимо получить постоянное напряжение (/п = — 10 В и ток в нагрузке 1, = = 1 —:5 А. Вычислив г,„!„по формуле (11.17), получим величину 0,5 Ом. Зададимся величиной сопротивления г = 0,3 Ом. Тогда точка, определяющая предельный режим, займет положение 1Э (три пятых отрезка 'прямой, соответствующей 11,/Е, = = 10/12,5=0,8).
Увеличение напряжения Е до 25 В сдвинет рабочую точку вниз по прямой ОО до положения Е. Последующее уменьшение тока до 1 А сдвинет рабочую точку влево (точка О). Проведя прямую через точки О и О, получим левую границу рабочей, области. Эта область заштрихована на рис. 11.6. Самое малое значение пау- сг, лл лл о ы зы 6 получается в точке 0 (6;, = 0,08 Т), а самое большое — в точке С (6,„= 0,42 Т). Для изменеилгй паузы в переключающих транзистор импульсах, т. е. для функционирования цепи обратной связи, выходное напряжение стабилизатора должно нз- ггл,л„', о Гпг меняться. Однако при большом усилении цепи обратной связи лил ил ~иг эти изменения настолько малы, что принимать их во внимание при построении рабочей области не имеет смысла, Глл О1 Таким образом, цепь обратной связи рассчитываемого стабилиза- Рис. !!.7 тора должна менять скважиость импульсов транзистора коллекторного тока в пределах от 6 = 0,42 Т при максимальном выходном напряжении и до 6 = 0,08 Т при минимальном выходном напряжении.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
