sazonov_d_m__antenny_i_ustroistva_svch_1 988 (561328), страница 35
Текст из файла (страница 35)
42, проверить, что мера М, остается неизменной при трансформации через элементарные реактивные четырехполюсники, например последовательное или параллельное реактивное сопротивление в линии передачи, стык двух линий передачи, идеальный четвертьволновый трансформатор. Поскольку реактивный четырехполюсннк на заданной частоте может быть представлен в виде каскадного соединения нескольких (не менее трех) элементарных четырехполюсников, инвариантность меры М, при трансформации через реактивный четырехполюсник является доказанной. Установим теперь следующую лемму: любой коммутационный двухполюеник с парой сопротивлений (г', г") с помощюо реактивного трансформирующего четырехполюеника может бить на заданной частоте преобразован в канонический коммутационный элемент е парой чисто активных сопротивлений (г, Кг), где К>1 — вещественный параметр качества пары. Йля доказательства леммы укажем один из способов построения трансформирующего четырехполюсника. Присоединим к коммутационному двухполюснику какое-либо узкополосное реактивное согласующее устройство (см.
й 1.7) и подберем два его независимых параметра так, чтобы идеально согласовать одно из сопротивлений пары, например г'. На входе согласующего устройства возникнет пара сопротивлений (1, г~".), причем сопротивление г," может быть определено по формуле трансформации (4.2), в которую следует подставить сопротивление нагрузки г" и параметры матрицы А согласующего устройства. Передвинем плоскость отсчета фаз на входе согласующего устройства в пучность распределения напряжения для состояния коммутационного двухполюсника г,". В пучности пара сопротивлений приобретает вид (1, К), где К> 1 — КСВ входной линии при состоянии нагрузки г~". Применяя ~етвертьволиовый трансформатор с волновым сопротивлением ) г, приведем пару сопротивлений (1, К) к сформулированному в лемме каноническому виду (г, Кг).
»1так, лемма доказана. Так как построенный цри доказательстве леммы реактивный трансформирующий четырехполюсник сохраняет значение меры М,. оказывается справедливым равенство (г' — 2")('(г'+г"*) = (К— — 1)/(К+1), которое после тождественных преобразований приводит к формуле для параметра качества: Г (у.+ г")ч+(»' ' — — хп)г+ Г'(у — у')ч+ (х' — х")' — )l(У вЂ” Ух)х + (»' — х")ч Этой формулой удобно пользоваться для оценки параметра качества по измеренным сопротивлениям коммутационного диода в двух рабочих состояниях. По физическому смыслу параметр ка- чества представляет собой КСВ на входе реактивного трансформи- рующего четырехполюсника в состоянии нагрузки 2 при условии, что четырехполюсиик идеально согласует нагрузку в состояиии 1. Коммутациоииый двухполюсиик с чисто реактивным сопротивлеиием хотя бы в одном из двух состояний обладает бесконечным параметром качества.
Для переключающих р-1-и-диодов иа саитиметровых и дециметровых волнах характерно значение параметра качества 10х — 1О'. Параметр качества является универсальной характеристикой, позволяющей сравнивать переключающие свойства управляющих элементов различной природы. Именно этот параметр определяет иаименьший достижимый уровень вносимого ослабления мощности в управляющих устройствах СВЧ с иеидеальиыми коммутационными элементами.
й 6.к выкл)очлткли свч нд коммугдционных диодлх Простейший выключатель содержит один коммутационный элемент с парой сопротивлений (г, Кг), устаиовлеииый параллельно или последовательио и ливию передачи (рис. 6.10, а, б), причем сопротивление должно быть подобраио в соответствии с неравенства- й (глг)' а) Рис. 6.10. Схемы простейших днодных выилючителей Сней а — алалллальнля," б — яаслеланлтальнля: а — алена наннттлняаннаса нненента ми г~1, КгЛь1.
Ослабление мощности в параллельном выключателе в двух состояниях коммутационного элемента определяется формулами Ел=1/Й~=!1+1/(2г))х Е.=1/(зх1('=(1+1/(2К ))х, ГДЕ б'Х И Хлв1 — ЭЛЕМЕНтн МатРИЦЫ РаССЕЯИИЯ ВЫКЛЮЧатЕЛЯ ПРИ ДВУХ состояниях коммутациоииого элемента (закрытое и открытое, или состояние пропускаиия). Для вывода этих формул можио воспользоваться последней матрицей А из рис.
4.2 с последующим использоваиием формул перехода (4.5) от матрицы А к матрице 3. Ослабления Е, и Ен ие являются иезависимыми величинами— между ними существует связь ()1Е,— 1ЯЬ~ ń— 1) =К. (6.1) Таким образом, параметр качества коммутационного элемента действительно определяет предельно достижимые характеристики выключателя: лишь одна из величии Е, или Е.
ппи оасчете выключателя может быть задана произвольно, а другая величина жестко связана с первой соотношением (6.1). Значения величии Е, н «.««можно изменять путем подбора величины г. Например, выключатель может управлять максимальной мощностью СВЧ, если в каждом его состоянии одинаковы мощности потерь в коммутационном элементе.
Можно показать, что это требование удовлетворяется при г=11(2): К) и вносимые ослабления оптимизированного таким образом выключателя составляют «.г= (1+ )' К)г, 1,,= (! + +1В К)'. При К=10г это дает Е,=ЗО,З дБ и Е =0,27 дБ. Аналогичные результаты имеют место и для выключателя по последовательной схеме. Примером конструктивной реализации выключателя для прямоугольного волновода с волной Н«««является резонансная диафрагма со спаренным р4-и-диодом (см. рис.
6.9, е). Открытые диоды закорачнвают диафрагму и переводят выключатель в состояние максимального ослабления. Прн закрытых диодах их собственные емкости компенсируются укорочением щели диафрагмы и выключатель обладает минимальным ослаблением. Тонкий проводник управления диодами проходит вдоль щели перпендикулярно силовым линиям поля Е в диафрагме и поэтому практически не оказывает влияния на функционирование выключателя на высокой частоте. Электрические параметры выключателей СВЧ (вносимые ослабления в двух состояниях и допустимая мощность) могут быть улучшены при использовании более сложных схем, содержащих несколько коммутационных элементов, разнесенных вдоль линии передачи. Диодные выключатели успешно применяются в схемах переключателей (см. рис.
6.6) вместо газовых разрядников или в сочетании с ними. Ф вд дискупгиып едзовудщдткли ИА коммутдциОииых диОдАх Отражательные фазовращатели. В качестве прототипа двухпознционного отражательного фазовращателя обычно используют схему рнс. 6.10,в, в которой параметры реактивного трансформирующего четырехполюсника выбираются из следующих условий 1) разность фаз входных коэффициентов отражения в двух состояниях диода должна быть равна заданному дискрету фазы: А«р= =1«ег — «р«~; 2) модули коэффициентов отражения (р' и р") в двух состояниях диодов должны быть равны между собой и как можно меньше отличаться от единицы — это так называемая оптимизация «разовращателя по потерям. Омические потери в отражателыюм фазовращателе принято оценивать вносимым ослаблением, (.=11рг. Анализ показывает, что при равенстве модулей коэффициентов отражения р'=р" вносимое ослабление оказывается равным Х.=1+= 1з(п — ~, 4 1.
от КК~ 2 т. е. не зависит от параметров реактивного трансформирующего четырехполюсника н определяется только заданным днскретом фазы и параметром качества диода. Заметим, что канонический коммутационный элемент с парой сопротивлений (г, Кг) можно рассматривать как отражательный фазовращатель с днскретом фазы и.
Многопозицнонные отражательные фазовращателн часто выполняют в виде отрезка линии передачи, шунтированного в ряде се- а! о! Рис. бц1. Многоноэнцноиные отражательные фэзоврэщатоэи чений каноническими коммутационными элементами (рнс. 6.11, а), Один нз коммутационных элементов с низким сопротивлением (гч; 1) «закорачиваетв линию передачи, а остальные коммутационные элементы имеют высокие сопротивления 1!(гль1) и не оказывают влияния на фазу коэффициента отражения. Прн переключении коммутационных элементов изменяется положение плоскости короткого замыкания в линии передачи и фазы коэффициента отражения. Существуют и другие схемы многопозицнонных отражательных фазовращателей, которые сводятся к следующему прототнпу (рнс. 6.11, б): в реактивном 2Ж-полюснике один нз входов является входом фазовращателя, а остальные Л1 — 1 входов нагружаются на коммутационные диоды.
Независимые параметры многополюсника подбирают таким образом, чтобы определенной комбинации открытых и закрытых состояний диодов соответствовало одно из дискретных состояний фазы коэффициента отражения. Проходные фазовращателн должны обеспечивать заданную разность фаз коэффициентов передачи Ьф= (грт — срг~ в двух состояниях при условии согласования входов н при минимальном вносимом ослаблении мощности. Одним из простейших является проходной днодный фазовращатель на переключаемых отрезках линии передачи (рнс. 6.12, а). Изменение фазы коэффициента передачи на Ь~р=р(!т — 1,) происходит в результате изменения пути прохождения колебаний — по отрезку !э нлн по отрезку !ь — осуществляемого диоднымн выключателями. Аналнз показывает, что вносимое ослабление в таком фазовраща- Вга Рнс.
6.12. Двухаоанцнонные проходные фааоврангауедн: л — иа переключаемых ечрелиал липин передачи; б — а аиде иагружениаа линии передачи теле при использовании диодов с параметром качества К>100 мало зависит от величины Ьчр, примерно одинаково в каждом фазовом состоании и опРеделЯетсЯ выРажением 1.=1В)йвг)аж1+4/)' А', т. е. соответствует максимальному значению ослабления, даваемого формулой (6.2). Поэтому проходные фазовращатели на переключаемых отрезках линии передачи невыгодны при малых фазовых Вг сдвигах. Наиболее распространенными в трактах СВЧ являются проходВгау Внгеу ные фазовращатели мостового типа.
Онн образуются включением двух идентичных отражательных фазовращателей на коммутационных диодах во взаимно развязанные выходы моста СВЧ (см. рис. гчй 4.20, а). Принцип работы мостоа1 вых фазовращателей был рас- смотрен в $ 4.8 (см. пример 3). Вв у„' у' Видай Рабочие характеристики (фазога=1 'М У" га У„~М гг=г вые сдвиги и вн„иные о „абле. ния) определяются соответственВг но изменениями фаз коэффнциенВ1 тов отражения применяемых отражательных фазовращателей п модулями их коэффициентов отражения. При использовании оптимизированных двухступенчатых отражательных фазовращателей вносимое ослабление мостового фазовращателя определяется формулой (6.2).
Неидентичность р-1-п-диодов и неидеальность характеристик моста нарушаютсогласование мостового фазовращателя и приводят к добавочному ослаблению и фаэовым ошибкам. Проходной гйазовращатель в виде нагруженной линии передачи (рис. 6.12, б). Основными параметрами этой компактной схемы являются шунтируюшие проводимости отражательных фазоврашателей (ОФВ) в двух состояниях (у', уп) ж)(Ь', Ьи), а также электрическая длина р1 и волновое сопротивление отрезка линии передачи между ними. Подбор этих параметров производится по условиям согласования входа фазоврашателя в двух состояниях при обеспечении требуемого скачка фазы коэффициента передачи Лф.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
