Куприянов А.И., Сахаров А.В. Теоретические основы радиоэлектронной борьбы (2007) (1186259), страница 39
Текст из файла (страница 39)
Показано, что число последовательностей кодовых колец с периодом 2 равно и — 22 (1О. 1О) Корреляционные свойства сигналов, полученных на основе полных кодовых колец, исследовать довольно трудно. В основном для анализа спектральных и корреляционных свойств используются численные методы [25]. 10,5. Расширение спектра за счет перестройки частоты Перестройка несущей частоты РЭС вЂ” едва ли не самый старый способ обеспечения скрытности. Сначала рабочую частоту перестраивали время от времени.
Например, в каждом новом сеансе работали на другой несущей частоте, известной приемнику собственной системы и неизвсст- 2!9 10.5. Расширеиие спектра за счет перестройки частоты ной разведке. По мере увеличения оперативности средств РРТР потребовалось переключать рабочую частоту чаще, несколько раз за сеанс. При выборе скорости переключений исходят из того, что скрытность может быть обеспечена, если продолжительность работы на каждой частоте не больше, чем время определения частоты средством разведки.
Практически в РЛС частоту меняют скачком от одного зондирующего импульса к другому (если за это время удается перестроить параметры ФАР), В системах передачи данных несущая частота сигнала может меняться от одного символа передаваемого сообщения к другому или даже чаще. В этом последнем случае каждый символ передается несколькими последовательно излучаемыми радиоимпульсами разных частот. Предположим, что передатчик РЭС, от которого требуется скрытность.
может работать на одной из !ч' сменных несущих частот Дь !в 1:Л( Средство противодействия способно создавать помеху на частотах гор выбранных из того же множества уя 1:т'. Все эти частоты известны средству противодействия по накопленным за длительное время данным радиотехнической разведки. Эффективность противодействия характеризуется вероятностью подавления РЭС РР В зависимости от конкретных условий показатель подавления Р; может быть вероятностью ошибки приема сообщения в системе передачи информации, вероятностью ошибки при приеме сигнала от радиолокационной цели или вероятностью некоторой другой ошибки. Если противник угадал рабочую частоту передатчика и поставил на этой частоте прицельную помеху, он обеспечит подавление РЭС с вероятностью Р„.
Если не угадал, эффективность противодействия будет ниже, а качество маскировки соответственно выше: Ру < Рч для всех (иу. Очевидно, усредненное по множеству всех возможных ситуаций, складывающихся в конфликте средств радиопротиводействия и радиозащиты, значение показателя эффективности маскировки будет 1 М вЂ” 1 ( Р) = Ра — + Р! — > Ру при !'ч' -а (10.!!) Если только Р; < Ры а это условие обязательно должно выполняться для любой помехозащищенной системы, из (10.11) следует, что (Р) увеличивается с ростом числа рабочих частот Ж, убывает и стремится к Р.. Иначе говоря, при использовании для маскировки скачков по частоте скрытность РЭС возрастает с ростом числа рабочих частот.
В простейшем случае при использовании скачков по частоте на каждой из рабочих частоту;ь !в!:Д! излучается простой узкополосный сигнал, у которого В! = ЬГ Т- 2. Спектральные полосы шириной д('; отводимые для размещения спектра сигнала около каждой из рабочих частот ур 220 Глава Пд Радионезалгетногть игирокополоеных сигналов , не должны перекрываться.
Следовательно, как показано на рис. 10.9, для работы маскируемого РЭС, нужно отвести полосу частот не меньшую, чем бГ = 2(гтг е1)ф'. Рис. 10.9. Спектр еигнага при ППРЧ Это означает, что база сигнала, образованного в результате расширения спектра за счет скачков по частоте, оказывается равной В = 2 (Дг е !) Ь) Т = ( Лг -и !) В'. ! Н).12) Но расширение спектра за счет использования скачков по частоте даст полезный эффект для маскировки излучения РЭС только в том случае, если конкретное значение несущей частоты сигнала, выбранное РЭС в каждый данный момент времени, известно собственному приемнику и неизвестно приемнику средства разведки. Иначе говоря, закон изменения частоты должен быть детерминированным для своего приемника, но случайным для приемника средства разведки.
Поэтому для управления генераторами, обеспечивающими работу на переключаемых скачками дискретных частотах, используют псевдослучайные последовательности. Формируемые такими генераторами сигналы с расширением спектра называют сигналами с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты !ППРЧ). Требования к структуре последовательностей, управляющих несущей частотой в системах с ППРЧ, те же, что и в системах с дискретной псевдослучайной фазовой модуляцией. Схема, иллюстрирующая метод формирования сигнала с ППРЧ, представлена на рис. 10.!О.
Задающий генератор Рис.!0.10. Формирование еигнага е ППРЧ Синтезатор частот в схеме рис 10.10 осуществляет такое преобразова- ние частоты опорного колебания, создаваемого задающим генератором, 20.б. Сигналы с частотнонфазоеой манинуляиией 221 которое определяется текущим значением расширяющей псевдослучайной последовательности ~(г). Таким образом, несущая частота колебания на выходе синтезатора, на которое в модуляторе МОД накладывается передаваемое сообншние или запросный сигнал РЛС, будет случайной для приемника срелстаа разведки, но точно известна приемнику собственной системы, имеюгцему такие же задающий генератор, синтезатор и генератор ПСП.
При выборе структура псевдослучайной последовательности д(г), расширяющей спектр сигнала с ППРЧ, учитываются те же соображения, что и при расширении спектра за счет дискретной ФМ (гл.! 0.4), Несущая частота сигнала при ППРЧ может изменяться в очень широких пределах, т. е. за счет скачков частоты можно обеспечить очень сильное расширение спектра, гораздо большее, чем за счет дискретной ФМ. Но при дискретном переключении частот обычно не обеспечиваются нулевые скачки фазы, т. с. фаза сигнала на каждом новом значении несущей частоты оказывается случайной, не связанной с фазой предыдущей частотной посылки.
Это делает невозможным когерентное накопление на приемной стороне сигналов, переданных на разных частотах. И чем короче длительность излучения каждой дискретной частоты, тем лучше скрытность сигнала, но тем меньше возможности по его когерентному накоплению (сжатию). Практически считается, что сжатие сигнала с ППРЧ возможно только в пределах времени передачи олной частоты. Сокращение времени когерентной обработки приходится компенсировать увеличением мощности сигнала, что непременно снижает показатели энергетической скрытности. Тем не менее техническая простота генерапии сигналов со скачками частоты и возможность получения значительного расширения спектра обеспечивают таким сигналам большую популярность, Для лальнейшего улучшения скрытности и других показателей радиосистем с ППРЧ применяют расширение спектра или полосы внутри каждой дискретной частотной посылки.
Так, для расширения полосы сигналов РЛС с ППРЧ применяют внутриимпульсную ЛЧМ-модуляцию. Расширение спектра может быть полччено за счет дискретной фазовой модуляции сигналов, перестраиваемых по частоте, т. е. за счет применения сигналов с дискретной частотно-фазовой модуляцией. 10.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией Сигналы, полученные в результате манипуляции несущей одновременно по частоте и фазе (ЧФМ-сигналы). могут рассматриваться как результат дальнейшего развития ФМ- и ППРЧ-сигналов.
Но в отличие от ППРЧ у 222 Глава lц Радионезаметноеть ~иирокополоених еигнилов этих сигналов при смене частоты фаза меняется непрерывно. Интерес к ЧФМ-сигналам объясняется несколькими причинами. Основные из них; возможность построения больших ансамблей ортогональных сигналов с повышенной структурной скрытностью, относительная простота получения больших значений базы сигнала, возможность перекрыть большие диапазоны частот при наличии синтезаторов сигнала, работающих на сравнительно низких тактовых частотах, возможность раздельного выбора законов модуляции фазы и частоты для построения сигналов с заданными корреляционными свойствамн. В качестве примера можно рассмотреть построение ЧФМ-сигнала, период которого включает г'.
радиоимпульсов длительностью ти, с относительных частотным смещениел» каждого такого импульса на величину зузцГи внутриимпульсной фазовой манипуляцией по закону двоичной последовательности. Возможны три вида модуляции двоичной последовательностью: каждый частотный элемент включает период одной и той же фазовой последовательности; каждый частотный элелгент включает разные фазовые последовательности; частотная составлякзщая включает сегмент фазовой последовательности.
Комплексная огибающая ЧФМ-сигнала может быть представлена в виде е и 5(г)=~ ~~ а„'д~г — ()е-1)т„— М(з — !)т„)х ы!ет (10.13) хе хр~ /(Гьг; — Гьг„) Лю[à — т„(lг — 1)1 — Те (! — 1)~. Структурная схема синтезатора ЧФМ сигнала изображена на следующем рис. 1О,11. Рнс 1О.11. Синтезатор ЧФМ Длительность, ширина спектра и база сигнала с ЧФМ могут быть определены следующилз образом: Т = МАт„; (1О. 14) lйб. Сигналы с частогннлфазоаой ионин>нннией (10.151 Т = МУ.т„„ В н — '~1+ В ((.-1)~; тн В = 2гТ = 2)ттЦ1+ В'(т'. — 1)], (10.161 (10.17) где В'= дУт„.
Частными случаями сигнала являются дискретно-частотно-модулированный (ДЧМ) сигнал при М= 1 и ФМ-сигнал при т',= 1. При заданной тго определяемой быстродействием цифровых синтезаторов кода, увеличение базы ЧФМ-сигнала лепсо может быть достигнуто как за счет увеличения длительности сигнала (как для ФМ-сигнала), так и за счет увеличения его полосы (как для ДЧМ-сигнала). Это обеспечивает возможность построения ансамблей ЧФМ сигналов с большим значением базы, получение которых при ФМ- и ДЧМ-сигналах может представлять технические трудности. Анализ сигнальной функции„опрелеляющей большинство свойств ЧФМ-сигналов, достаточно сложен.
Еще сложнее обратная задача — подбор модулирующих числовых последовательностей я .(т) и я, (т) под заданные характеристики ЧФМ-сигнала, которыми обычно являются ширина главного лепестка и уровни боковых выбросов сигнальной функции (17, 251. Аналитически значения для выбросов функции неопределенности могут быть получены только в дискретных узловых точках: Р= — ' У= — — тттд' и Ч= - (10.18) Контрольные вопросы 1.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
