Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь (1979) (1152062), страница 37
Текст из файла (страница 37)
4. Исключительное использование МДВР упоо дает построение земной станции и позволяет применять однократно резервируемые повышающий и понижающий преобразователи частоты, поскольку все земные станции настроены на одну и ту же цент- 186 8.8. РАЗВЯЗКА МЕЖДУ КАИАЛАМИ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА Большое различие между уровнями передаваемого и принимаемого сигналов вызвано очень большими потерями на трассе (примерно 203 дБ в Х-диапазоне). Следовательно, результирующая развязка, обеспечиваемая дуплексером и фильтрами передачи и приема, должна быть соответственно большой (рис. 8.3). При увеличении избирательности этих фильтров увеличивается искажение характеристики группового времени запаздывания для сигналов вблизи границ полосы пропускания.
На рис. 8.3 приведен пример уровней сигналов н развязки в фильтрах передачи и приема. Мощность передаваемого сигнала вне рупа«аюеп а=1мр м мм азриз«о 1д а) рередапа и помпа палое пепеаооо, папа- 1 и мого гогпопп, попоаоюеог раюиие и пппаеу про," г„р' Е проемго««срез ропгюр Егю гроема ип «роз«его Рис. 8.З. Развязка между трактами передачи и приема в типичной спутниковой системе связи с полосой пропускання 500 МГп при разносе между полосами частот передачи и приема Д)=150 МГц; и — структурная схема; б — соотношение частот составчяющих помех, попадающих в полосу фильтра приема земной станции; Фп,р, Фар — фильтры передачи и приема; УМ вЂ” усилитель мощности 187 ральную частоту. Широкая полоса пропускания канала, вероятно =60 МГц, может сделать желательным повышение номинала промежуточной частоты по сравнению с 70 МГц. В общем случае такой широкополосный канал должен быть тщательно откорректирован для получения достаточной линейности фазовой характеристики.
Таким образом, уменьшение количества преобразователей частоты при использовании МДВР должно рассматриваться вместе с более жесткими требованиями к линейности фазовой характеристики преобразователя по сравнению с аналогичными требованиями при использовании МДЧР. этой полосы приема может вызвать насыщение широкополосного малошумящего усилителя, если эта мощность не достаточно подавлена в приемном фильтре (см.
рис. 8.3б). Если дуплексер н поляризатор облучателя обеспечивают развязку 7=50 дБ между передаваемым сигналом и каналами приема, то при максимальной мощности передаваемого сигнала в 1 кВт (или 60 дБм) и при максимальной допустимой мощности внеполосного сигнала на входе параметрического усилителя Р „,= — 60 дБм требуется, чтобы приемный фильтр вносил затухание 7. в полосе частот передаваемого сигнала: Е р -— -Р,р — Р„,„,— 7=-60 дБм — ( — 60 дБм) — 50 дБ =70 дБ.
(8.1) Если половина полосы пропускания приемного тракта В!2= =250 МГц, а расстояние между краями полос фильтров каналов передачи и приема Л1= !50 МГц, то относительная расстройка частоты, при которой фильтр приема должен обеспечить затухание 70 дБ, (8.2) В!2 280 В качестве примера на рис. 8.4 и 8.5 приведены характеристики затухания и группового времени запаздывания в зависимости от частоты для фильтров Чебышева с неравномерностью 0,01 дБ (см.
Рнс. Вии Затухание ба чебышевского фильтра в зависимости от расстройки частоты Ь! относительно краев полосы. Неравномерность характеристи. ки — 0,01 дБ, ширина полосы— В, число звеньев л аа ааа еаз тш йи цм ом !з ха гД йс!агав также приложение В). Для расстройки частоты б =0,6 и при развязке 70 дБ фильтр должен иметь !1 звеньев и давать отклонение группового времени запаздывания на границах полосы пропускания приблизительно 75 нс (рнс. 8.5). Соотношения между искажениями характеристики группового времени запаздывания и нелннейностью фазовой характеристики в зависимости от частоты, с одной стороны, и потерями при приеме цифровых сигналов, с другой стороны, показаны в гл.
13. Боковые полосы передаваемого сигнала должны быть подавлены фильтром передачи, для того чтобы предотвратить непосредственное попадание их в полосу приема и увеличение спектральной плотности шума в значительном интервале частот. 188 Допустимый уровень шума н помехи в полосе частот принимаемого сигнала, создаваемый сигналом в канале передачи, может быть выбран так, чтобы в любой минимально используемой полосе 08 (8 Рис. 8Х Групповое время задержки в полосе пропускания чебышевского фильтра с неравномерностью 0,0! дБ и центральной частотой (ир, . Значение времени задержки нормировамо относительна его же заачениа т, в середине волосы [2Я[; л — число звеньев йьивьтра, 2[[†[ )[ — нарммрованнаа рас. црч стройка частоты сигнала, например 1 кГц, уровень помех был на 20 дБ ниже уровня шума приемника Р, в атой же полосе.
Положим, что допустимый уровень нелинейных компонент должен быть не выше Р„р — 20дБ= =Р,„„. Тогда затухание фильтра передачи Евер для компонент в полосе приема должно быть по крайней мере Хпер=Р„„„,-)-20 дБ — Є— Г=(Р„„,— 20)+20 — (й+T + +В„нн) — 1, дБ, (8.3) где й= — 198,6 дБм/К Гц — постоянная Больцмана, Тш — шумовая температура системы, т' — развязка, обеспечиваемая дуплексером, н Вы,— минимальная полоса сигнала в герцах.
Для Р„р — — 60 дБм, тш=200К=23 дБ, В„нн=! кГц=30 дБ требуется затухание фильтра передачи: г'.иер = 60 — ( — 198,6+ 23+30) — 50 = 155,6 дБ. (8.4) Фильтр верхних частот волноводного типа может обеспечить подавление низкочастотных компонент в спектре передаваемого [89 сигнала, если критическая частота волновода выше частот принимаемого сигнала. Таким образом, мощность передаваемого сигнала в полосе ниже полосы частот передачи может быть существенно подавлена в волноводе на частотах ниже критической.
яа о~ оп оп оа Ю гп й lп б,п 7 ф аг га га оп папа оп ап гаг ппаопо апопп оаа гп ао яп зима Пгорооо шомю ооопои, рога Рис. 8.8. Величина группового времени задержки То чебышевского фильтра в середине полосы пропускаиия в зависимости от ширины полосы и числа звеньев фильтра. Неравномерность ха- рактеристики — 0,01 дБ Фильтр верхних частот волноводного типа с критической частотой вблизи или выше полосы частот приема может обеспечить эту величину развязки (155,6 дБ) на нижних частотах приема.
В волноводе длиной 1 м на частоте выше критической г,р — — 1го.„р теоретическое значение затухания Ь при волновом сопротивлении г), удельном поверхностном сопротивлении )апач и размерах сечения а, в будет (8.5) для волн типа ТЕыо, где т) а )' р/е, гь — магнитная проницаемость, в — диэлектрическая постоянная [374). Для свободного пространства волновое сопротивление ч1=277 Ом. Корень квадратный в знаменателе выражения (8.5) имеет резкую зависимость от частоты, что вызывает большое затухание на нижних частотах боковых полос передаваемого сигнала. При работе с большими мооцностями этот фильтр передачи может потребовать принудительного охлаждения, поскольку потери сигнала и мощность внеполосных составляющих, поглощаемых фильтром, могут быть значительными.
190 8.4. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ И ПАРАЗИТНЫЕ ЗФФЕКТЫ Проектирование преобразователей частоты (повышающих и понижающих) и соответствующих синтезаторов частот для земной станции в значительной мере зависит от требований, связанных с сигналами, в частности: 1. Полный диапазон перестройки по радиочастоте. 2. Требования к ширине полосы на промежуточной частоте. 3. Ограничения на использование стандартных номиналов промежуточных частот и модемов.
4. Устранение паразитных продуктов преобразования на выходе смесителя. 5. Влияние искажений в фильтрах и требования к выравниванию амплитудной и фазовой характеристик. 6. Фазовый шум генераторов и паразитная ЧМ. Полоса пропускания по промежуточной частоте сравнительно широка, а часто требуется широкий диапазон перестройки, поэтому преобразователь частоты может быть значительно сложнее, чем в типичных радиорелейных линиях прямой видимости. В земных станциях общего назначения полоса пропускания по промежуточной частоте обычно находится в пределах 5 — 130 МГц.
В большинстве случаев передаваемые сигналы имеют существенно меньшую ширину спектра, чем полоса пропускания по промежуточной частоте. Однако дешевые национальные станции специального применения иногда не требуют такой возможности перестройки и такой ширины полосы, как международные земные станции общего применения. Преобразование частоты вверх. Повышающий преобразователь преобразует сигнал промежуточной частоты (ПЧ) с центральной частотой 1пч и шиРиной полосы Впч в Радиочастотный сигнал с центРальной частотой ~рч и полосой частот в гРаницах от )рч — В12 до 1рч+В12 (Рис.
8.7). Таким обРазом, одностУпенчатый пРеобРазователь частоты, или же вторая ступень двуступенчатого преоб- РазователЯ, Работает с гетеРодином (Г) частоты 1г, где 7 г —— )рч— — 1пч. Такой выбор частоты местного гетеродина позволяет избежать инверсии спектра (перестановки верхних и нижних частот) сигнала. Обычно инверсия спектра является нежелательной из-за трудности проверки аппаратуры по шлейфу. у некоторых многофазных сигналов при такой инверсии спектра изменяется кодирование. Синтезатор местного гетеродина перестраивается в диапазоне частот В (Гц), часто с шагом 1 кГц. Смеситель, используемый в преобразователях частоты, иногда ~вляется двойным балансным для того, чтобы уменьшить паразитные частотные компоненты. Однако комбинационные компоненты малого уровня и гармоники все же образуются на частотах гп(~пч ~ Впч12)+4,.
(8.6) кают Наиболее значительные паразитные компоненты обычно возни- 3-го ют на частотах, соответствующих комбинационным частотам -го и 5-го порядков, 191 21г~1пч~Впч/2, 1г~2(1пч~В/2) 31г ~ 2 (1пч ~ Впч/2) 21г ~ 3 (/пч ~ Впч/2) (8 7) и на гармониках частоты гетеродина и промежуточной частоты 21г 31г 2(1пч ~ Впч/2) 3(1пч~ л8пч/2) (8 8) где знак -~- отмечает границы спектра комбинационных компонент. Рте атер а) лу К Влмлйлилгл Риг.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
