07. Навигационная аппаратура потребителя (1151892), страница 3

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 3)

Следовательно, период колебаний (биений),обусловленных несовпадением частот Fд и F j , должен быть не меньше Тд=6ТПСП=6мс, а частотная расстройкаF  Fд  Fjне должна превышать165 Гц. Соответственно, допустимая ширина полосы доплеровского канала,равная удвоенной расстройке, составляет 330 Гц, и для перекрытия диапазона доплеровских частот Fд =  5кГц необходимо 30 каналов. Общее числокомбинаций (i , Fj) при этом составит 30  1023=3  104, т.е.

по сравнению сослучаем, рассмотренном в первом примере, количество анализируемых комбинаций сокращается, примерно в 104 раз.Однако это количество остается достаточно большим, поэтому дляускоренияпроцедурапоискаорганизуетсякакпараллельно-последовательная, при этом число параллельно анализируемых комбинацийзначений (i , Fj), зависит от требований к оперативности измерений и стоимости (сложности) АП.В этой связи отметим, что до последнего времени согласованнаяфильтрация в АП в основном реализовывалась во временной области, пу14тем свертки на корреляторе принимаемого сигнала с эталонной ПСП дальномерного кода.

В настоящее время в качестве перспективного все чащерассматривается вариант согласованной фильтрации в частотной области сиспользованием алгоритмов быстрой свертки на базе БПФ.Естественно, что для ускорения поиска иобнаружения сигналадолжна использоваться вся имеющаяся в распоряжении наблюдателя априорная информация, например значения параметров, полученные в ходепредыдущих сеансов.7.3.2 Фильтрация радионавигационных параметров и дешифрациянавигационной информацииВ отличие от этапа поиска сигнала, где используется некогерентный(квадратурный) метод обработки, при фильтрации информационных параметров используется режим квазикогерентного накопления, реализуемый спомощью узкополосных следящих фильтров.

Оптимальное решение этойзадачи состоит в совместной фильтрации двух непрерывных РНП задержки  и доплеровского сдвига Fд частоты несущей сигнала, а такжеодного дискретного параметра - значения текущего символа НИ (t   ) ,которое определяет фазу несущей.В литературе такую процедуру частоназывают непрерывно-дискретной фильтрацией. Существенно, что воптимальной схеме совместной фильтрации в этом случае присутствуютперекрестные связи каналов оценки задержки и фазы, т.е.

указанные оценкиоказываются взаимосвязанными.Однако на практике для упрощения аппаратуры взаимосвязью этихоценок пренебрегают, и оценки задержки , доплеровского сдвига Fд исимвола(t   ) формируетсяспомощьюнезависимыхканалов,включающих в себя соответствующие дискриминаторы и фильтры. Присинтезе таких дискриминаторов используется допущение, что отношениеэнергии полезного сигнала к спектральной плотности шумав каналах15оценки существенно превышает единицу (0 дБ). Рассмотрим основныесхемотехнические подходы , используемые в этих каналах.Канал оценки задержки сигнала (рис.7.4) включает в себядискриминатор задержки и сглаживающий фильтр.Дискриминаторзадержки должен вырабатывать напряжение, пропорциональное разностиистинного значения задержки  и ее оценки ˆ .

Операция нахожденияоценкиˆсводитсякпоискумаксимумаинтеграла(корреляционного интеграла) принятого сигнала xксверткии опорной ПСПD(t   ) : R( ) = t x(t ) D(t   )dt  max(  ˆ) ,t10т.е. включает в себя операцию вычисления производнойR ( ), которая, всилу независимости величин t и  , может выполняться под знакоминтеграла:R ( ) tD(t   )dt .= t x(t )10На практике эту производную обычно заменяют конечной разностьюдвух опорных последовательностей, сдвинутых относительно друг друга навеличину  , равную длительности символа ПСП:D(t   )D(t   )  D(t   )22 .В литературе последовательность D(t   (7.1)) обычно обозначается2буквой E (англ.

«early» –« раньше»), а последовательность D(t   )2-буквой L («late» -«запаздывать»). Из формулы следует, что дискриминаторзадержки может быть реализован в виде двух корреляторов, на опорныевходы которых подаются последовательности E и L. На рис. 7.4 приведен16пример схемы слежения за задержкой (ССЗ), построенной по такому принципу.ОтприемникаNILДискриминатор ССЗ1NQEI E2  QE2 - I L2  QL21FjcossinNIEI E2  QE2  I L2  QL2Синтезаторчастот1NОпорныйгенераторQL1EГенераторкода ПСПLP2 f псп3-х битовый регистр сдвигаГенератортактовойчастоты ПСПФf пспГенератор опорного сигналаˆ jРис.7.4Генератор опорного сигнала содержит формирователь ПСП, выходной сигнал которого поступает на трехбитовый регистр сдвига, тактируемый с частотой, в два раза превышающей тактовую частоту ПСП.

С отводов этого регистра снимаются последовательности E и L, которые поступают на опорные входы квадратурных корреляторов, аналогичных рассмотренным выше. (Часто со среднего отвода этого регистра снимают еще одну– Р - последовательность, которая используется в некоторых типах дискриминаторов, см. ниже). Полученные на выходе накапливающих сумматоровквадратурные составляющие IL , QL, IE , QE последовательностейEи Lиспользуются для расчета сигнала рассогласования (ошибки) u .На практике применяются различные алгоритмы вычисления сигнала u ошибки.

Непосредственно из (7.1) следует алгоритмu  I E  QE2  I L  QL222.(7.2)17Он обладает хорошими характеристиками в области малых отклонений  ,но крутизна его дискриминаторной характеристики u =f(  ) зависит от амплитуды сигнала.

Для устранения этого недостатка вводится нормировкасигнала ошибки u :I E  QE2  I L  QL22u 2I E  QE2  I L  QL222,(7.3)однако при этом возрастают вычислительные затраты. Поэтому на практикепредпочтение отдают трехканальному (E,P,L) алгоритмуu  I E  I L I p  QE  QL Qp ,(7.4)который практически не уступает (7.3) по характеристикам, и при этом требует минимальных вычислительных затрат. Для реализации этого алгоритмав схему (7.4.) добавляется еще один квадратурный коррелятор, на который вкачестве опорной подается – Р-последовательность.С выхода дискриминатора сигнал рассогласования u через сглаживающий фильтр поступает на ГПСП для управления временным положением опорной последовательности. Структура сглаживающего фильтра определяется принятой моделью изменений задержки, т.е., в конечном счете,принятой моделью движения потребителя.Канал оценки доплеровской частоты и фазы сигнала.Алгоритм слежения за частотой и фазой несущей в АП СРНС обычнотакже имеет двухэтапную структуру, поскольку погрешность оценок F̂д ,получаемых на этапе обнаружения ( порядка сотен Гц, см.

выше),превышает полосу захвата ФАП, имеющую порядок 50 Гц.. Поэтому первымэтапом доплеровской фильтрации является уточнение величины Fd ,реализуемое схемой частотной автоподстройки (ЧАП), а затем системапер6еходит в режим слежения за фазой.

При этом оценка доплеровского18сдвига Fд формируется уже не непосредственно путем слежения за частотойнесущей, а дифференцированием оценки фазы несущей ̂ , вычисляемойфазовым дискриминатором.Известно, что частотный дискриминатор можно реализовать путемсоответсвующейобработкиотсчетовсинфазнойиквадратурнойсоставляющих I и Q, полученных в смежные моменты времени t k 1 ; t k .Наиболее простой в вычислительном отношении и одновременно близкий коптимальномуалгоритмu f  I k 1Qk  I k Qk 1 .частотногодискриминатораимеетвид:Схема ЧАП, реализующая такой алгоритм,приведена на рис 7.5.Дискриминатор кольца ЧАПВходнойсигналNУПЧIБлокзадержки наТн1Ф2N1Генераторкода ПСПFjQБлокзадержки наТнˆ jF̂jСинтезаторчастотОпорныйгенераторРис.

7.5.Оптимальный алгоритм слежения за фазой в общем случае имеетдостаточно сложную структуру. Его упрощение возможно с учетом тогофакта, что в помент перехода к слежению за фазой накопленное отношениеРс/Рш уже достаточно велико (порядка 10 дБ и более). Известен ряд квазиоптимальных алгоритмов слежения за фазой, полученных с учетом19указанного условия: Костаса, арктангенсный и др. На рис 7.6 приведенаиспользуемая на практике схема, реализующая алгоритм видаu( k )  Qk  sign( I k ) ,характеристики которого близки к оптимальным, а вычислительные затратыминимальны.Дискриминатор кольца ФАПВходнойсигналNУПЧIsign (Ip)12N1Генераторкода ПСПFjФQˆ j̂СинтезаторчастотОпорныйгенераторРис.

7.6Нетрудно видеть, что если операцию sign исключить, мы получим классический вариант схемы Костаса: u ( k )  Qk  ( I k ) .Из сравнения рис. 7.5 и 7.6 видно, что алгоритмы ЧАП и ФАМ имеютмного общего и могут быть реализованы с помощью единой схемы. Переход от ЧАП к ФАП при этом сводится к небольшому числу коммутаций.Параметры фильтра в цепи обратной связи, как и в схеме слежения зазадержкой, определяются выбранной моделью динамики потребителя. Отметим, что параметры (полоса пропускания и (или) коэффициент усиления)цепи обратной связи могут в процессе наблюдения изменяться в зависимости от полученных оценок, т.е.

процедура фильтрации может быть адаптивной.20Канал выделения навигационной информации, передаваемойпутем низкочастотной ОФМ используется сигнална выходе одного изквадратурных корреляторов.Алгоритм выделения НИ сводится к определению знака отсчетовквадратурной составляющей:ˆk  sign I k ,Полученные значенияˆk затем поступают в схему демодуляциинавигационной информации.

Необходимо отметить, что в литературе демодуляцию НИ часто относят к этапу вторичной обработки. Однако по характеру задач и способам их решения эта процедура близка к рассмотреннымвыше, поэтому мы рассмотрим ее здесь.Пример структурной схемы канала дешифрации НИ для СРНСГЛОНАСС приведен на рис. 7.7.Рис.7.7Блок выделения синхросимволов, фиксируя моменты смены полярности сигнала ˆk , выделяет импульсы символьной синхронизации бидвоичного кода частоты 100 Гц, (см. раздел 5).

Эти импульсы используется длясимвольной синхронизации блоков выделения метки времени, блока формирования вспомогательного меандра частоты 100 Гц и блока выделения бидвоичного кода.21В блоке выделения метки времени после свертки на корреляторе последовательности значений ˆk и опорной ПСП МВ, формируемой в АП,формируется импульс, синхронный с задним фронтом тридцатого символакода метки времени, совпадающий с двухсекундной меткой.В результате суммирования по модулю 2 вспомогательного меандраи бидвоичного кода выделяются импульсы символьной частоты 50 Гц информационной последовательности (восстанавливаются символы НИ), которые подвергаются дополнительному сглаживанию на интервале 20 мс.Границы интервалов сглаживания определяются импульсами символьнойчастоты НИ (50 Гц), формируемых соответствующим блоком.После сглаживания символы НИ вместе с метками времени поступают на навигационный процессор.7.4 Вторичная обработка навигационной информации.Основной целью этапа вторичной обработки является решение задачи НВО, т.е.

Характеристики

Список файлов лекций