Гельгор А.Л. Технология LTE мобильной передачи данных (2011) (1151873), страница 23
Текст из файла (страница 23)
П.5 Приложения.167Наконец, элементы m-последовательности z (n) вычисляютсяследующим образом:z (i ) =1 − 2 x(i ), i =0, 1, ..., 30 ,x( i + 5)=( x( i + 4) + x( i + 2) + x( i + 1) + x( i ) ) mod 2, i=0, 1, ..., 25 ,(2.48)где x(i) инициализируется начальными значениямиx(0) = 0 , x(1) = 0 , x(2) = 0 , x(3) = 0 , x(4) = 1 .При помощи синхронизирующих сигналов ПТ осуществляет поиск сигнала обслуживающей БС. Вначале осуществляется грубаясинхронизация с началом OFDMA-символа во временной области припомощи ЦП.
Затем следует произвести поиск первичной синхропоследовательности. Как уже упоминалось выше, возможно три варианта(2)первичной синхропоследовательности в зависимости от номера N IDБС внутри группы. Поиск первичной синхропоследовательности осуществляется вычислением функции корреляции отсчетов принятогосигнала в частотной области, расположенных в середине общего диапазона, и элементов первичной синхропоследовательности (одной изтрех). Для одной из трех последовательностей в определенный момент времени значение функции корреляции превысит пороговоезначение и ПТ примет решение о наличии в принятом сигнале синхронизирующей последовательности и определит номер БС внутри(2)группы N ID.Далее следует осуществить поиск вторичной синхропоследовательности.
После того, как первичная последовательность была обнаружена, порядковый номер OFDMA-символа, в котором должна находиться вторичная синхропоследовательность, становится известен.Отсчеты сигнала, расположенные на поднесущих данного OFDMAсимвола, соответствующие поднесущим синхропоследовательности,поэлементно перемножаются с элементами вторичной синхропоследовательности с последующим суммированием. Всего возможно 164вторичных синхропоследовательностей в зависимости от номера168(1)группы N IDБС. Для одной из таких последовательностей результат(1)будет максимален, и ПТ примет решение о номере группы N ID, послеcellстановится известным.чего идентификатор соты N IDИдентификатор соты определяет демодулирующий пилотныйсигнал, и, таким образом, возможно осуществить прием данных широковещательного канала PBCH.2.3.3.
ПОДДЕРЖКА МНОГОАНТЕННЫХ СИСТЕМ MIMOКак уже отмечалось выше, в системах LTE предусмотрены различные режимы работы с несколькими передающими и принимающими антеннами. Работа таких систем может быть организована подвум принципам: по принципу пространственного уплотнения и попринципу пространственно-временного кодирования.Суть первого принципа заключается в том, что различные передающие антенны будут передавать различные части блока информационных символов или различные информационные блоки.
Передачаданных ведется параллельно с двух или с четырех антенн. На приемной стороне производится прием и разделение сигналов различныхантенн, и становится возможным увеличение максимальной скоростипередачи данных в 2 или в 4 раза.В системах, построенных по принципу пространственновременного кодирования, со всех передающих антенн осуществляетсяпередача одного и того же потока данных с использованием схемпредварительного кодирования с целью обеспечения лучшего качества приема.
Так, например, при формировании сигнала с двух передающих антенн поток комплексных модуляционных символов, которые будут модулировать одну из поднесущих OFDMA-сигнала, разбивается на нечетные (x1) и четные (x2) символы, т. е. данные модуляционные символы соответствуют одной поднесущей, но разнымOFDMA-символам. Тогда, с учетом процедуры предварительного кодирования, первая антенна на двух тактовых интервалах, соответствующих нечетному и четному модуляционным символам, на одной из169поднесущих будет передавать символы x1 и x2, в то время как втораяантенна будет передавать символы –x2* и x1*. На данных временныхинтервалах и на данной поднесущей на приемной антенне будет присутствовать сигнал со следующими значениями отсчетов:r1 = h1x1 – h2x2*;(2.49)r2 = h1x2 + h2 x1*,где h1 и h2 – комплексные коэффициенты, определяемые значениемпередаточной характеристики канала в текущий момент времени длякаждой из антенн.После оценки коэффициентов h1 и h2 декодирование пары модуляционных символов осуществляется следующим образом:x1 =r1h1∗ + r2∗ h22h1 + h22, x2 =r2 h1∗ − r1∗ h22h1 + h22.(2.50)В системах MIMO, построенных по принципу TD с четырьмя передающими антеннами, в какой-либо момент времени ведется передача сигнала только с двух антенн.
При этом последовательностькомплексных модуляционных символов разбивается на «четверки»символов x1, x2, x3 и x4, которые будут передаваться в порядке, показанном на рис. 2.44.БСАнтенна 1x1x200Антенна 200x3x4Антенна 3− x2∗x1∗00Антенна 400− x4∗ x3∗tРис. 2.44. Сигналы антенн многоантенной системы, работающей попринципу TD170На рис. 2.45 показана структурная схема MIMO-системы с двумяпередающими и двумя принимающими антеннами.
Такая система,построенная по принципу пространственного уплотнения, позволяетповысить максимальное значение скорости передачи данных в 2 раза.Базовая станцияМодуляторМодуляторРазмещение поуровням ипредварительноекодированиеРазмещение по ЧВР,формирование OFDMA-сигналаРазмещение по ЧВР,формирование OFDMA-сигналаh11Пользовательский терминалДекодерсигналаMIMOh21h12h22Рис. 2.45. Система MIMO с двумя передающими и двумяпринимающими антеннамиДействительно, пусть в какой-либо момент времени на одной изподнесущих первая антенна передает комплексный модуляционныйсимвол x1, а вторая антенна в этот же момент времени на этой же поднесущей — символ x2.
Тогда, аналогично (2.49) на первой и второйприемных антеннах в данный момент времени на данной поднесущейбудет присутствовать сигнал с отсчетными значениями=r1 h11 x1 + h21 x2 ,=r2 h12 x1 + h22 x2 .(2.51)Если оценочные значения коэффициентов передаточной характеристики известны, то передаваемые параллельно символы x1 и x2можно вычислить, решив систему из двух линейных уравнений.171Таким образом, в системах MIMO, работающих по принципамTD и SM, на приемной стороне необходима оценка комплексных коэффициентов передаточной характеристики от каждой из передающих антенн к каждой приемной. Оценка этих коэффициентов производится по пилотным символам, причем, в тот момент времени, когдаодна из передающих антенн передает OFDMA-символ, содержащийна одной из поднесущих пилотный символ, сигналы других антенн наданной поднесущей должны отсутствовать.
Порядок размещения пилотных символов для систем MIMO по поднесущим определяетсяспецификацией TS 36.211. Пример такого размещения приведен нарис. 2.46.Пилотные символыПоднесущие(антенна 1)Неиспользуемые (пустые) ЧВРПоднесущие(антенна 2)OFDMA-символыРис. 2.46.
Пример размещения пилотных символов по поднесущим длясистемы с двумя передающими антеннами1722.3.4. ПРИЁМ И ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ СЕТЕЙ LTEДанной раздел посвящен рассмотрению алгоритмов первичнойобработки сигналов сетей LTE, которую производят ПТ при поискесигнала сети.При изготовлении ПТ в его память закладываются значения частот, которые в соответствии со спецификациями могут быть выбраныцентральными частотами для сигналов сетей LTE. С целью ускоренияпроцедуры поиска сигнала домашней сети в SIM-карте (выдаваемойоператором связи) помимо идентификаторов сети MCC (Mobile Country Code) и MNC (Mobile Network Code) может быть предусмотренаустановка значений частот, выделенных домашней сети. Тем не менее, в случае выхода с территории обслуживания домашней сети ПТбудет вынужден производить перебор всех возможных частот для поиска сигнала дружественной сети (имеющей договор роуминговогообслуживания с домашней сетью).
Таким образом, актуальным является вопрос разработки по возможности простого и эффективного алгоритма поиска сигнала БС сети LTE и получения данных об операторе.Учитывая, что обработка OFDM-сигналов ведется в частотнойобласти, на трудоемкость алгоритма обработки, в том числе, влияетразмер блока преобразования Фурье (РБПФ). Рассчитаем РБПФ длясигналов LTE. Учитывая, что частота дискретизации равнаFd = 1/Ts = 30,72 МГц,а разнос между поднесущимиΔf = 15 кГц,получим размер блока преобразования ФурьеNFT = Fd / Δf = 2048.Обратим теперь внимание на то, сколько фактически может бытьиспользовано поднесущих, и какую полосу частот они будут занимать(табл. 2.14).173Таблица 2.14Частотные ресурсы сигналов LTEКол-во ресурсных блоков6152550Кол-во поднесущих72180300600Занимаемая полоса частот,1,082,74,59,0МГц75900100120013,518,0Как следует из представленных в табл. 2.14 данных, частота дискретизации Fd = 30,72 МГц является избыточной для всех случаев выбора числа ресурсных блоков.
Таким образом, имеется возможностьуменьшения частоты дискретизации и, следовательно, РБПФ. Приэтом необходимо лишь заботиться о том, чтобы получаемый РБПФпревосходил число используемых поднесущих.Учитывая, что в ПТ обязательно должна быть предусмотренавозможность работы АЦП с частотой дискретизации 30,72 МГц, понятно, что наиболее простым способом снижения частоты дискретизации является равномерное прореживание с определённым коэффициентом КП. Например, выбирая с выхода АЦП лишь каждый третийотсчет, т.
е. используя КП = 3, получим трехкратное снижение частоты дискретизации. Отметим, что важным условием прореживания является предварительная фильтрация последовательности на исходнойчастоте дискретизации Fd = 30,72 МГц. С одной стороны, фильтрациянеобходима для устранения возможных помех, а с другой — дажешумовые высокочастотные (относительно полосы фильтра) составляющие, не будучи отфильтрованными, приведут к сильному искажению спектра прореженного сигнала.Итак, прореживая последовательность отсчетов с выхода АЦП,можно снизить частоту дискретизации и, следовательно, РБПФ.
Теперь обратим внимание на то, что, во-первых, алгоритм быстрогопреобразования Фурье рассчитан на РБПФ, равный целой степенидвойки, во-вторых, длительности OFDM-символа и ЦП после снижения частоты дискретизации должны быть кратны временным интервалам между отсчетами прореженного сигнала. Нетрудно видеть, что174указанные ограничения приводят к отказу от прореживания в числораз, не равное целой степени двойки.В табл. 2.15 приведены значения частоты дискретизации, РБПФ,а также длительности ЦП в зависимости от величины коэффициентапрореживания.Таблица 2.15Значения Fd, РБПФ и длительности ЦП в зависимости откоэффициента прореживанияКП168421Частота дискретизации, МГц1,92 3,84 7,68 15,36 30,72РБПФ128 256 512 1024 2048Нормальный ЦП первого10204080160OFDM-символа в слотеНормальный ЦП всех кромепервого OFDM-символов в9183672144слотеРасширенный ЦП для разносамежду поднесущими3264128 256 512Δf = 15кГцРасширенный ЦП для разносамежду поднесущими64128 256 512 1024Δf = 7,5кГцОбратим внимание на то, что среди частот дискретизации втабл.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
