Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1151848), страница 46
Текст из файла (страница 46)
Таким образом, в пеленгаторах, основанных на методе конического сканирования, прн обработке должна быть выделена огибающая принимаемого сигнала, а сигналы ошибки по азимуту (а) и углу места (1з) формируются после фильтрации произведений огибающей на опорные сигналы (з1п (й,„г), сов (й,„г)). К недостаткам РЛС с коническим сканированием, как и других одноканальных пеленгаторов, следует отнести ухудшение точности вследствие влияния амплитудных флуктуаций сигнала, отраженного от цели. Этот недостаток позволяют избежать моноимпульсные угловые дискриминаторы, которые получили в настоящее время широкое распространение. 257 9 -- 78м 5. Основы щеории измерения нарамензров гззгнааов Цз Цз Ц, Цз Рнс. 5.18.
Измерение угловых координат при коническом сканировании: а — упрощенная структурная схема измерителя; б — сигналы на выхоле летектора Первоначально моноимпульсный метод был разработан для точного автоматического сопровождения целей. В настоящее время он применяется также и в обзорных радиолокационных системах. Моноимпульсный метод пеленгации основан на использовании отличий в амплитуднофазовых характеристиках сигналов, принимаемых элементами антенны, Характер извлечения информации из принимаемых сигналов позволяет различать амплитудный и фазовый угловые моноимпульсные дискриминаторы. Амплизпудные дискриминаторы. Измерение угловых координат в амплитудных дискриминаторах основано на сравнении амплитуд колебаний, пРинимаемых парциальными лучами, формируемыми антенной системой.
Парциальные диаграммы направленности имеют общий фазовый центр, а их максимумы смещены относительно равноснгнального направления на угол ЛО/2. Величина угла Лб обычно выбирается таким обРазом, чтобы обеспечить максимальную точность измерения. 258 5.4. Измерение угловых координат Простейшая схема моноимпульсного амплитудного дискриминатора, предназначенная для пеленгации цели в одной плоскости, содержит два идентичных приемных канала и устройство сравнения модульных значений корреляционных интегралов У(Оо+ЛО/2) и У(Ов — ЛО/2). В угловых дис- криминаторах с амплитудным детектированием, как и в дискриминаторах, рассмотренных ранее, в качестве решающей статистики используют модуль корреляционного интеграла, а производная заменяется отношением сЫ е.(0 +ЛО/2)-У(Π— /зО/2) (5.48) Здесь Ов — априорная оценка углового положения цели (равносигнальное направление).
Для исключения зависимости выходного сигнала пеленгатора от амплитуды полезного сигнала, изменяющегося, например, с изменением дальности до цели, можно вычислять не разность У(Оо + /тО/2) — У(Оо — /зО/2), а отношение У(9 + ЛО/2)/2(Π— /тО/2), зависящее только от углового рассо- гласования между направлением на цель и равносигнальным направлением. Выходной сигнал дискриминатора можно также формировать в соответствии с выражением У'(О ) У(0, + АО/2) — У(О~ — ЬО/2) (5.
49) г(0 ) Операция деления может выполняться с помощью блока автоматической регулировки усиления. Отметим, что ее можно заменить операцией вычитания логарифмов амплитуд сигналов, для чего в тракт обработки включаются логарифмические усилители (рис. 5.19). Моноимпульсные пеленгаторы — сложные многоканальные устройства, причем для их функ- Рис.
5.19. Простейшая схема амплитудного моиоимпульсиого дискриминатора 259 5. Основы теории измерения параметров сигналов Рис. 5.20. Упрощенная структурная схема амплитудного суммарно- разностного углового дискриминатора ционирования амплитудно-частотные характеристики различных каналов должны быль одинаковыми. Наличие аппаратурных ошибок приводит к появлению систематических ошибок измерения. В частности, различия в коэффициентах усиления каналов пеленгатора (рис.
5.19) вызывают смещение равносигнального направления. В целях ослабления влияния неидентичности приемных каналов на качество работы дискриминатора используют дискриминаторы с суммарноразностной обработкой. Здесь в антенно-волноводном тракте формируются суммарный и разностный сигналы, а угловое рассогласование оценивается как У(9 +ЛО/2)-г,(9 -ЛО/2) 2(Оо + ЛО/2) + У(Оо 'ЪО /2) (5.50) Операция нормировки (деления сигналов разностного канала на сигнал суммарного канала) осуществляется с помощью системы автоматической регулировки усиления, работающей по суммарному сигналу.
Пример структурной схемы такого дискриминатора представлен на рис. 5.20. Фазовые угловые дискриминаторы. Фазовые методы измерения угловых координат основаны на сравнении фаз колебаний, принятых несколькими разнесенными в пространстве антеннами. Различия в амплитудных характеристиках направленности при этом не используются. В случае приема сигнала двумя антеннами (М = 2), разнесенными на базу аз (рис. 5.21), уравнения, описывающие измеритель с суммарноразностной обработкой, принимают вид Ле =2йе( Аяр)~яс~ (5.51) где гл, гр — сигналы на выходах фильтРов (УПЧ) сУммаРного и Разностного каналов. Множитель| учитывается введением в схему обработки (рис.
5.21) 260 5.5. Точность иэмерения иарамеирое Рис. 5.21. Упрощенная структурная схема фазового суммарно-разностного углового дискриминатора фазовращателя, обеспечивающего сдвиг фазы в одном из каналов на к/2. Вычисление реальной части произведения двух комплексно-сопряженных амплитуд осуществляется в фазовом детекторе. Операция деления обеспечивается введением автоматической регулировки усиления (АРУ) по суммарному каналу и использованием ее для регулировки усиления в канале разиостиого сигнала.
Суммарно-разностная обработка находит широкое применение, поскольку позволяет существенно ослабить влияние фазовых иеидентичносгей каналов по сравнению со случаем, когда усиление и фильтрация сигналов в каналах осуществляется независимо. 5.5. Точность измерения параметров В зтом параграфе рассмотрим вопросы, связанные с потенциальной точностью измерения параметров сигналов. Будем предполагать, что измерения регулярны.
Для регулярного измерения, характеризующегося тем, что отношение сигнал — шум велико (более 8...10), а функция ь(в~1) уиимодальна и дважды дифференцируема, ошибки измерения можно считать распределенными по нормальному закону с нулевым математическим ожиданием. В зтом случае при изменении одиночного параметра оии полностью характеризуются дисперсией а~(Х(и) — Х) = М((Ци) — Х) ), а при оценке многомерных параметров — ковариациоииой матрицей ошибок измерения, Для границ дисперсии ошибок измерения можно использовать величины, полученные на основе неравенства Крамера — Рао: о (1(и) — 1.) > — МЦН Ьи(и~Э.)/Л ) '), 261 5. Основы теории измерения параметров сигналов Оценка называется эффективной, если указанное соотношение выполнено со знаком равенства.
Определение нижних границ дисперсии оценок удобно проводить в несколько этапов. При оценивании неслучайных параметров на первом этапе рассчитывается информационная матрица Фишера Л с элементами 1 ~з)п (пр) ув М (5.52) Здесь 1, 1 н 1, 2, ..., т, т — размерность вектора 3~ оцениваемых параметров. На втором этапе определяются нижние границы коварнацнонной матрицы ошибок измерения Р,: (5.53) При определении границ ошибок оценивания случайных параметров результирующая информационная матрица Ля состоит из двух частей: Ля =Л+Л„ где элементы матрицы Ю определяются выражением (5.52), а элементы мат- рицы Л„характеризующие априорную информацию, имеют вид (5.54) Нижние границы оценок коварнационной матрицы ошибок измерения Вя случайных параметров определяются формулой (5.55) Диагональные элементы матриц Л ~ и Юя~ представляют оценки нижних границ дисперсий ошибок измерения соответствующих величин для неслучайных и случайных параметров сигнала соответственно, недиагональные элементы — оценки границ взаимно корреляционные функции ошибок.
Среднеквадратическая ошибка измерения времени запаздывания. Предположим, что измерение дальности (запаздывания) осуществляется устройством, структурная схема которого представлена на рис. 5.3. Приемник вычисляет модульное значение корреляционного интеграла, а в качестве оценки принимается то значение времени, для которого выходной сигнал максимален. При фиксированном отношении сигнал — шум среднее значение модуля корреляционного интеграла изменяется следующим образом: 262 5,5.
Точность измерения параметров 2(т, Р) = оТр(т, Р'), где оТ вЂ” отношение сигнал — шум, р(т, Р) — функция рассогласования, т, à — рассогласование по запаздыванию и частоте соответственно. Учитывая, что в данном случае измеряется один параметр, и проводя дифференцирование по формуле (5.52), получим, что выражение для среднеквадратической ошибки измерения времени запаздывания прн известной доплеровской частоте сигнала имеет вид 1 озЬ оо,оо' (5.56) где р"„(О, 0) — вторая производная р(т, г") по т при т = О, Р = О, характеризующая остроту пика функции рассогласования. Ошибка тем меньше, чем больше отношение сигнал — шум и острее пик (больше вторая производная по т) функции р(т,О). о1р.оо,оо о о~ ~ коо, в~~о. ет некоторая эффективная ширина спектра сигнала ф;е, связанная со спектральной плотностью комплексной амплитуды сигнала б(Р) соотношением оо„= о1о'„~о, о~~ -о (5.57) В этом случае 1 оо 9Ф;е (5.58) 1 о47 Оо оо' (5.59) 263 Таким образом, среднеквадратическая ошибка измерения времени запаздывания тем меньше, чем больше эффективная ширина спектра сигнала ф;е и выше отношение сигнал — шум.
Среднеквадратическая ошибка измерения частоты. В соответствии с формулой (5.52) среднеквадратическая ошибка измерения доплеровской частоты сигнала при известном времени запаздывания равна 5. Основы теории измерения нараметров сигнавов где р"- (О, О) — вторая производная р(т, зт) по Г при т = О, Г = О, характеризующая остроту пика функции рассогласования по оси частот. в о(р', (о,о)~ р~ р р ю,.ве параметр т,в характеризующий эффективную длительность сигнала: С учетом этих обозначений 1 о Г ят ор (5.60) Таким образом, среднеквадратическая ошибка измерения частоты тем меньше, чем больше отношение сигнал — шум и эффективная длительность сигнала. Среднеквадратическоя ошибка измерения угловой координаты.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
