Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1151848), страница 123
Текст из файла (страница 123)
Характеристика фазового детектора г(ср) нелинейна, периодична и определяется формой опорного и входного сигналов. Если аппроксимировать с(ср) полигональной кривой (рис. 9.49), то Г(ср) = -(2!я) ср, — я/2 «р < я!2. При малых внешних воздействиях, когда частоты входного и опорного сигналов совпадают, а фазовое рассогласование не превышает я!2, систему ФАПЧ можно заменить эквивалентной линеаризованной моделью (рис. 9.50). Управляемый генератор, для которого частотный сдвиг выходного сигнала пропорционален входному сигналу, а фазовый — интегралу от него, выполняет роль интегрирующего звена с коэффициентом передачи в операторной форме ий/р.
Передаточная функция замкнутой линеаризованной системы ФАПЧ Н(р) связана с передаточной функцией фильтра системы К(р) в операторной форме соотношением срп(р) 2ийК(р)сся ср,„(р) (2сся)ийК(р) + р где ср „(р) и ср,„(р) — запись сигналов ср„,(с) и ср,„(с) в операторной фоРме. Анализ этого выражения позволяет сделать вывод, что передаточная функция Н(р) определяется как внутренними параметрами ФАПЧ (й, К(р)), так и внешними (и). Зависимость Н(р) от и нежелательна, и для ее устра- 622 9.7. Синхрониэаиия в системах передачи дискретной информаяии пения или ослабления применяют автоматическую регулировку усиления (АРУ). В дальнейшем будем полагать и = 1. Выбор оптимальной формы передаточной характеристики К(р) и коэффициента й является основной задачей при проектировании ФАПЧ.
Для определения К(р) достаточно задать Н(р) и затем через нее выразить К(р): р Н(р) (2/л) й (1 — Н(р)) Рис. 9.51. Электрическая схема пропорционального интегрирую- Поскольку ФАПЧ в УС выполняет роль поло- щего устройства сового фильтра с частотной характеристикой Н(/в), то важнейшим показателем качества ее работы является иеумовая полоса К = — (~Н(1'сэ)~' сйх 1 2лю Выбрав соответствующим образом К(р) и й, можно получить требуемое значение шумовой полосы. Однако при этом необходимо помнить, что фильтр, реализующий характеристику Н(р), должен быть устойчивым. Стремление сузить шумовую полосу приводит к уменьшению полосы захвата.
Доказано, что полоса захвата в системе ФАПЧ с любым ФНЧ не может быть больше шумовой полосы. Уменьшение шумовой полосы влечет за собой также увеличение времени ввода в синхронизм Т . Для ФАПЧ без ФНЧ шумовая полоса, полоса захвата и полоса удержания равны между собой: 1 " (21е/л) й 2л (2(2(л)~+ю' 2л Использовав пропорционально интегрирующий фильтр (рис. 9.51), у которого й л+2й Т~/Тз 2л я+2й Т, 623 где Т, = АзС, Тз = (А~ + А2)С„можно получить достаточно узкую шумовую полосу, если соответствующим образом выбрать параметры Аи Аъ С. Время ввода в синхронизм в этом случае Т = 3,5Л/ з/Р', где Л~' — расстройка между частотой опорного и управляемого генераторов. Противоречие между улучшением фильтрующих свойств ФАПЧ и уменьшением полосы захвата может быть разрешено, если применить до- 9.
Радиотехнические системы передачи информации полнительные поисковые процедуры или изменить параметры ФНЧ (адаптация) на этапе ввода в синхронизм. В первом случае на вход УГ следует подать пилообразное напряжение, которое изменяет его частоту. В определенный момент разность частот входного и опорного сигналов оказывается такой, что происходит захват и система входит в синхронизм. Амплитуда пилообразного напряжения должна обеспечивать перестройку генератора в требуемом диапазоне частот, а его период должен быть достаточен для завершения переходных процессов в системе ФАПЧ. При этом методе можно время поиска Т„, ориентировочно оценить по формуле Тые « -кЛ/7К~.
Поисковая процедура ввода в синхронизм особенно эффективна, когда ф'л К . Добиться уменьшения Т,„можно также изменением параметров ФАПЧ й и К(р). На этапе ввода в синхронизм можно расширить полосу пропускания ФАПЧ или увеличить коэффициент передачи й. После того как поиск будет завершен, эти параметры должны обеспечивать нужное качество слежения. Выбор оптимального режима требует моделирования системы ФАПЧ. Системы передачи дискретной информации, в приемном тракте которых для демодуляции сигнала используется когерентное опорное колебание на несущей частоте, получили название когерентиых. В качестве демодуляторов в них применяется согласованный фильтр или коррелятор, а основной вид модуляции — фазовый. Опорное напряжение несущей частоты формируется в устройстве фазовой синхронизации (УФС), реализуемом, как правило, на базе ФАПЧ.
Спектр сигнала Аез1п (озег + (х) у + д(с)) при равновероятной передаче символов х, и ц~ = 2х!т не содержит дискретной составляющей на частоте езе Один из способов ее восстановления основан на том, что в спектре передаваемого радиосигнала остается составляющая достаточной мощности на частоте несущей. Для этого девиацию делают равной (2к — ф(т.
Другой способ предусматривает использование сигнала с полностью подавленной несущей. Чтобы при этом восстановить несущую, сигнал подвергают нелинейным преобразованиям. Рассмотрим способы ФС и оценим их целесообразность в тех или иных конкретных ситуациях. Спектр сигнала с неполностью подавленной несущей состоит из дискретной и непрерывной составляющих, т. е. смешанный. Для двоичной ФМ сигнала дискретная составляющая на частоте ше равна А ссоз <р/2. Непре- 2 е рывная часть спектра связана со случайным чередованием нулей и единиц в сообщении н имеет вид з Ч '" ((' о)Т(~) (.2) ((го-оз,)Т,/2) 624 9.
7, Синхронизация в системах передачи дискретной информации Для двоичной ФМ с произвольной девиацией фазы цг при идеальном канале синхронизации вероятность ошибки Р =! — Ф(чео- „)), (9.29) где гг = — ) з,(1)зг(1)с11 = соя(г12) — коэффициент взаимной корреляции Е, о сигналов з1(1) и зг(1). Из (9.29) следует, что вероятность ошибки оказывается минимальной при цг = я. Однако в этом случае в спектре сигнала будет отсутствовать дискретная составляющая на частоте его. Соотношение между мощностью дискретной составляющей и мощностью непрерывной составляющей зависит от девиации фазы гр.
Изменяя значение цг, можно добиться оптимального режима работы системы передачи в целом. Под оптимальным режимом следует понимать такой, для которого при прочих равных условиях достигается минимальное значение вероятности ошибки. В канале синхронизации дисперсия флуктуации фазы имеет вид Р, соя~ (гр/2) Р, соя~ (гр(2) 1, 2 ( м 12 1 (О+ ) Заметим, что когда значение Д велико по сравнению с й, то г (Р„К).„= 1Яйгд. 625 Влиянием ошибок синхронизации на вероятность ошибки Р, (Ьр), как ранее указывалось, можно пренебречь при оя < 0,2...0,3.
Поэтому, если допустить, что на передачу информации отводится большая часть мощности сигнала, то рассматриваемый способ формирования синхросигнала можно 1 применять при Д= — ~ 1О. Это означает, что полоса пропускания Р Т, фильтра Р' в канале синхронизации должна быть существенно меньше ши- рины спектра информационного сигнала. В противном случае помеха, соз- даваемая ФМ сигналом, делает прием неэффективным.
Оптимальное соот- ношение между мощностью синхросигнала Р и полной мощностью сигна- ла Р, с учетом ошибок, вносимых системой синхронизации, можно оценить по формуле 9. Радиотехнические системы передачи информации Использование части мощности сигнала на синхронизацию приводит к потере помехоустойчивости. Этого можно избежать, если выделить синхросигнал непосредственно из принимаемого путем нелинейного преобразования. В зависимости от этой процедуры различают три вида схем: — с квадратичной нелинейной обработкой сигнала (схемы Пистоль- корса, Сифорова); — ФАПЧ с квадратурными каналами (схема Костаса); — с обратной связью по решению. Для схемы с квадратичной обработкой (рис.
9.52, а) получаемый на выходе нелинейного элемента сигнал будет содержать гармонику частоты 2УФ которую можно отфильтровать полосовым фильтром (схема Пистоль- корса) или ФАПЧ (схема Сифорова), Разделив эту частоту на 2, получим частоту Д. Поскольку во всяком нелинейном элементе при малом отношении сигнал — помеха помеха подавляет сигнал, то перед устройством возведения в квадрат желательно включить фильтр. Принципиальный недостаток этой схемы, как, впрочем, и всех других,— неоднозначность оценки фазы: изменение фазы входного сигнала на к не отражается на фазе выходного сигнала. Следствием этого является так называемый эффект обратной работы (инверсия принятой последовательности символов).
Для устранения обратной работы используется относительная фазовая модуляция. В схеме Костаса (рис. 9.52, б) входной сигнал раскладывается на две квадратурные составляющие: Аох,соз(Ф(1)) и Аох;з1п(Ф(г)), которые затем в Вход Выход ФД ФНЧ, в Рис, 9.52. Структурные схемы устройств фазовой синхронизации с квадратичной нелинейной обработкой модулированного сигнала (а), с квадратурными каналами (б) и обратной связью по решению (в) 62б 9.7. Синхронизация в системах передачи дискретной информации результате умножения дают напряжение, пропорциональное Аезш(2фх)) Этим напряжением, предварительно отфильтрованным низкочастотным фильтром ФНЧз с характеристикой Кз(1), генератор управляется по частоте так, чтобы свести к минимуму фазовое рассогласование <р(~).
Оптимальная форма частотной характеристики ФНЧ, К~Ц ), минимизирующая погрешности измерения фазы д(~), определяется спектральными плотностями полезного сигнала на входе фильтра О( 1') и шума зц( Т). Прн белом шуме (9.30) 2 б(7')=зоТ к7 Т, где б27 Из (9,30) следует, что при малой спектральной плотности мощности шума фильтр ФНЧ, практически не нужен, а при большой он должен быть согласован с входным сигналом.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
