Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151796), страница 45
Текст из файла (страница 45)
Так, в условиях сильных внешних помех средний энергетический выигрыш от использования последовательного обзора при числе элементов разрешения по дальности Ж = 400 изменяется по результатам моделирования от 5 до 22 дб (в среднем 9,5 дб). Таким образом, использование метода последовательного обна. ружения позволяет в ряде случаев повысить эффективность обзора, особенно в том случае, если в секторе обзора РЛС ожидается низкая плотность целей и помехи неравномерно распределены по разным направлениям. Выигрыш, даваемый такой РЛС, может быть использован для увеличения дальности действия или сокращения времени определения характеристик цели.
$ 5.6. Примеры учета факторов, влияющих на дальность действия в свободном пространстве Расчет дальности действия радиолокатора производится по при. веденным выше формулам, в общем случае с учетом влияния условий распространения радиоволн. Для расчета необходимо знать такие параметры, как: э 5,6 245 — коэффициент усиления передающей антенны; — эффективную поверхность приемной антенны; — эффективную поверхность вторичного излучения цели; — энергию зондирующего сигнала (нли среднюю мощность излучения, сектор обзора и темп выдачи данных); — пороговую энергию принимаемого сигнала Э„р — потери в волноводном тракте на прием и передачу.
Особенно сложно определение пороговой энергии принимаемого сигнала Э„р „„„,. Величина Эвр „„зависит главным образом от спектральной йлмотности шума Л~„которая в радиодиапазоне определяется из соотношения Здесь 1=1,38 10 —" (дж/град) — постоянная Больцмана; Т' — абсолютная температура в градусах Кельвина (обычно принимают Т = 300' К); Ш вЂ” коэффициент шума приемника; 1, Т',~Т— относительная шумовая температура антенны; Т,' — ее абсолютное значение, которое учитывает прием мешающих излучений в зависимости от рабочей длины волны Л, формы диаграммы направленности антенны и ее ориентации относительно поверхности Земли, тропосферы, ионосферы, Солнца, Галактики (см. далее ч 5.8), что существенно при использовании малошумящих уси.
лителей на входе приемника — квантовых и параметрических. Наоборот, при 1, =1 или Ш рр~ 1, — 1~ соотношение (1) переходит в Ф, = ИТ'Ш. В оптическом диапазоне значительно большее значение, чем внутренние шумы, имеет квантовая природа света. В этом случае можно считать У, = Ц, где Ь = 6,62.10 —" дж сек— постоянная Планка, ~ — частота колебаний. Сказанное йроиллюстрируем числовым расчетом. Для ~ = 10" ги, (Л = 3 мм) значение 6~=6,62 10 'з дж, что значительно меньше, чем величина ИТ' = 4 10 —" дж. Для ~ =- 3 10" (Л = 1 мк) значение й~ = 2 10 — "' дж, что значительно превышает величину йТ'.
Величина Э„„„зависит еще от целого ряда условий, которые можно свести в две группы. Первая из них учитывает степень некогерентности и характер флюктуаций отраженного сигнала, вторая — степень близости обработки к оптимальной. В каждую из групп в свою очередь входит ряд факторов. Если даже ограничиться расчетом дальности в режиме обнаружения, то и в этом случае придется учесть большое число факторов, влияющих на величину Э„р „„„. Так, только к факторам, учитывающим реальные условия обработки, относятся: — неоптимальность тракта фильтрации по высокой и промежуточной частоте; — неоптимальность видеочастотного тракта; — неоптимальность визуального или цифрового съема информации.
246 э 56 На величину З„р „„„влияют также условия обнаружения— заданные величины условных вероятностей правильного обнаружения В и ложной тревоги Р, наличие флюктуаций цели и т. д. Поскольку приведенные ранее расчетные графики (см. рис.3,55, б) относились к пачкам радиоимпульсов прямоугольной формы, в расчет следует далее ввести поправку, связанную с учетом непрямоугольности пачки. Начнем с анализа величины З„р „„„в случае когерентных сигналов и оптимальной обработки. Определение З„ „„ может производиться на основе графиков (см.
рис. 3.53) по заданным значениям В и Р применительно к одиночным когерентным сигналам со случайной начальной фазой или пачкам таких сигналов (нефлюктуирующим или дружно флюктуирующим). Пусть производится оптимальное обнаружение пачки из М когерентных между собой импульсов. Когерентная пачка с прямоугольной огибающей по своей энергии эквивалентна одному импульсу длительностью т„Мт„. Поэтому значение коэффициента различимости ~ = З„р „„х/Л~, определяется для нефлюктуирующей и флюктуирующей пачек призаданных 0и Р по графику (рис.
3.53). Так, для значений 0 = 0,9 и Е = 10 — ' значение ~ для нефлюктуирующей пачки равно 13,5 дб (22,4). Соответствующее значение коэффициента различимости для одного импульса пачки будет ~„= = З„,,„„.х/МЖ, = ~/М или в децибелах ~„(дб)=~ (дб) — 101д М. Эта величина может быть найдена расчетным путем или из графика рис, 3.55, б. Например, для Р = 0,9, Р = 10 — ', М = 10значение ~„(дб) = 3,5 дб, а ~„= 2,24. При этом дальность действия РЛС 4..— по сравнению с одиночным импульсом увеличивается в 1/ М раз, Пусть далее производится оптимальное обнаружение по пачке некогерентных импульсов.
Потери на некогерентное накопление импульсов пачки будем обозначать ~,. При этом значение коэффициента различимости пачки увеличится в ~, раз или на ~, (дб), а дальность действия РЛС по сравнению с одиночным импульсом увеличится в 1~~Л7~, раз. Значение ~, в децибелах можно получить из графика, приведенного на рис. 3.5б. Так, для М = 10 находим ~1 (дб) = 1,5 дб. Коэффициент различимости для одного импульса пачки также увеличится на ~, (дб). Непосредственное определение коэффициента различимости для одного импульса пачки может быть произведено по кривым рис, 3.55, б для некогерентного суммирования (сплошная кривая).
При числе импульсов в пачке М= 10 коэффициент различимости ~ составляет 5 дб против 3,5 дб для когерентной пачки, т. е. потери составляют те же ~, (дб) =1,5 дб. Перейдем к поправкам, обусловленным изменением условий обнаруясения от принятых за начальные (О 0,9, Р = 10 — '). Начнем со случая, когда задаются В и Р, отличные от принятых при построении кривых рис. 3.55 и 3.56. Приближенно можно э 5.6 247 ввести поправку по кривым обнаружения (см, рис. 3.53).
Так, для Р = 0,9 и Р = 10 — ' коэффициент различимости возрастает на 0,8 дб. Если пачка дружно флюктуирует, необходимо учесть дополнительное возрастание пороговой энергии (при Р = 0,9 и г" = 10 — ') согласно кривым рис. 3.53 примерно на 8,2 дб. Если коэффициент различимости для импульса нефлюктуирующей пачки (Р = 0,9 и Р = 10 — т) принять за начальный и обозначить ~„, поправки, обусловленные переходом к новым Р и Р или к флюктуирующей пачке, целесообразно рассматривать как дополнительные потери ~, (дб) или т а (дб). Следует иметь в виду, что при определении начального значения ~о (дб) по графику рис.
3.55, б потери на некогерентную обработку ~, учитываются автоматически. Потери м, и ~а (без потерь ~г) учитываются сразу же, если начальное значение коэффициента различимости ~о определять по графику рис. 3.53 с учетом заданных значений Р и г" и флюктуаций отраженного сигнала*. Потери за счет неоптимальности полосьг проггусканггя УПЧ (~,). Пусть полоса пропускания по высокой (промежуточной) частоте выбрана шире оптимальной в А > 1 раз (что используется при нестабильной работе передатчиков, гетеродинов и для лучшего воспроизведения формы импульсов).
Увеличение мощности шума на выходе приемника приводит к соответствующему проигрышу в пороговом сигнале. Последний, однако, может быть частично скомпенсирован. В самом деле, при более широкой полосе пропускания переходные процессы протекают быстрее, выбросы шума сужаются. Тогда за время длительности импульса вместо одного укладывается 1г независимых выбросов шума. Иначе, импульс сигнала и шума длительностью т„разбивается на Й таких независимых более коротких импульсов, для каждого из которых полоса оптимальна. Некогерентное интегрирование этих импульсов после детектора до некоторой степени скомпенсирует проигрыш в пороговом сигнале. Последнее достигается путем сужения полосы пропускания по видеочастоте до величины порядка 1/ти.
Нескомпенсированный проигрыш в пороговом сигнале для одиночного радиоимпульса определяется потерями некогерентного суммирования Й импульсов (см. график рис. 3.56). Например, если й = 3, то потери составят ~, (дб) = 0,8 дб или т4 —— 1,2 раза. При обнаружении пачки из М некогерентных импульсов и неоптимальной полосе УПЧ после детектора фактически накапливается не М, а М' = АМ ) М импульсов. Например, если М = 20, а й = 3, то М' = 60.
Разность потерь для М' = 60 и М = 20 импульсов составит 4 — 2,25 = 1,75 дб, что соответствует увеличению энергии порогового сигнала в ~4 — — 1,5 раза. Потери, обусловленные плохой разрешающей способностью индикатора или потенциалоскогга (т,) и сужением полосы видеотракта * Более точная методика расчета, как отмечалось ранее, описана в 1!91), 248 $ 5,6 (~,). За счет конечной ширины пятна изображение импульса на экране растягивается. Коэффициент растяжения /г при заданных скорости развертки о [мм/мксек[, длительности импульса т„[мксек! и диаметре пятна трубки г/ [мм! определяется соотношением ит„+ гг ичи При этом в каждом цикле развертки налагаются яркости /г соседних независимых выбросов шума (или сигнала и шума). Это значит, что за М циклов будет налагаться М' = /гМ таких выбросов, т.
е. дополнительные потери интегрирования будут определяться разностью потерь для М' = /гМ и М импульсов. Например, если т„=- 2 мксек, о = 0,1 лгм/мксек, с! = 1 мм, М = 20, то /г =- 6, а ~-, (дб) = 2,8 дб. Аналогичные потери имеют место при сужении полосы пропускания П, видеотракта приемного устройства. Соответствующий коэффициент растяжения выбросов помехи (или сигнала и помехи) в видеотракте будет И,+и, Ов где П, = (1,2 —;1,4)/т„— практически оптимальная полоса.
Например, если П,/П, =- 1/5 (т. е. /г = 6), то ~„(дб) = 2,8 дб, так же как и в предыдущем случае. Потери за счет неоптимальной формы частотных характеристик приемника (~г). Уже в случае использования пслэсовых фильтров с оптимальной полосой (см. 93.12) пороговое значение энергии принимаемого сигнала увеличивается в 1,2 раза или на ~, (дб) = 0,8 дб по сравнению со случаем чисто оптимальной фильтрации, Потери, зависягцие от оператора, или потери на цифровую обработку (~„). Способность оператора наблюдать за экраном индикатора и распознавать отраженные импульсы ограничена. Так, индикатор кругового обзора, насчитывающий 180 элементов разрешения по азимуту и 20 элементов по дальности, при темпе обзора 10— 20 сек выдает в секунду 180 †3 двоичных единиц информации.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
