Бакулев П.А., Сосновский А.А. Радионавигационные системы (2005) (1151784), страница 34
Текст из файла (страница 34)
Однако последнее не имеет существенного значения, если выполнена аппаратура на современной элементной базе. Способы п об азования от аженного сигнала. Находят применение два способа преобразования сигнала в приемном тракте ДИС. Первый нз них называют преобразованием на нулевую прачежуточную частоту. При этом на смеситель приемника подают в качестве опорного зондирующий сигнал, мощность которого предварительно снижается в требуемое число раз. Достоинством такого способа является простота построения приемного тракта. Однако спектр доплеровского сигнала 0„1Г) при этом располагается в области низких частот, где кроме шумов приемника 0 Ч) и шума просачивающегося сигнала 0«, ф присутствуют и шумы смесителя 0 „11) (рис.
8.4,б). Поэтому коэффициент шума приемника на нулевой промежуточной часто~с превышает 20 дБ. Преобразование сигнала на отличную от нуля промежуточную частоту Гт позволяет за счет переноса спектра доплеровского сигнала на частоту У,„,> 1О МГц уменьшить уровень шума смесителя, попадающего в полосу пропускания выделяющего этот сигнал фильтра, и тем самым повысить чувствительность приемника примерно на 1О дБ. Следует обратить внимание на то, что при таком преобразовании уменьшается влияние только шума смесителя «л,„Щ а шум просачивающегося сигнала О„, ф, как следует из рнс. 8.4,е, не уменьшается. Структурная схема ДИС НМ.
Возможная структурная схема ДИС НМ, содержащего три канала обработки (КО) принятых сигналов, показана на рис. 8.5. Рис. 8.5. Возможная структурная схема многоканального ДИС НМ Передающий тракт ДИС содержит генератор радиочастоты (ГРЧ), делитель мощности (ДМ), распределяющий сигналы между тремя входами передающей антенны А-1, и передающую антенну А-1, формирующую лучи ДНА с требуемыми установочными углами. Часть мощ- 168 ности ГРЧ подается на балансный модулятор (БМ), предназначенный для получения гетеродинного сигнала для балансных смесителей (БС) всех каналов обработки сигналов. В качестве модулнрующего на БМ поступает сигнал с генератора опорной (промежуточной) частоты (ГОЧ). Фильтр ФБП выделяет нижнюю боковую частоту Д вЂ” 1„'„сигнала, где ге — несущая частота.
Использование нижней боковой частоты позволяет (при необходимости) сохранить знак г„при преобразоваяии сигнала в БС. Отраженный сигнал, принятый приемной антенной А-2, имеет час- тоту ~+Е„и преобразуется на промежуточную частоту~„., в балансном смесителе. Такой смеситель позволяет (при идеальной его симметрии) исключить влияние шумов сигнала гетеродина (ГРЧ) на коэффициент шума приемного тракта. Усиленный в УПЧ преобразованный сигнал направляется на синхронный детектор (СД), куда поступают также колебания с частотой г'„'„от ГОЧ.
Общий источник (ГОЧ) частоты г", используемый как прн первом, так и при втором преобразовании частоты, позволяет избавиться от влияния нестабильности частоты ГОЧ на точность ДИС. После синхронного детектора (СД) сигная проходит через полосовой фильтр доплеровских частот (ФДЧ), выделяющий полезный сигнал в диапазоне возможных доплеровских частот, и поступает на измеритель частоты (ИЧ).
Вычислительное устройство (ВУ) определяет вектор скорости или его составляющие, а также рассчитывает местоположение (МП) ЛА методом счисления пути. Для этого на ВУ подают сигналы с ИЧ каждого из каналов обработки (КО), а также информацию об угловых положениях самолета УПС. Следует иметь в виду, что в рассмотренной схеме теряется информация о знаке Р„что не имеет значения в самолетных ДИС. Однако в тех ДИС, в которых требуется знать не только значение, но и направление скорости, необходимы специальные схемы определения знака Р;, (например, в вертолетных ДИС). Кроме того, в данной схеме использован широкополосный усилитель, граничные частоты полосы пропускания которого г"„в и Р; „„„соответствуют диапазону измеряемых скоростей и углов сноса.
При таком усилителе снижается отношение снгнал/шум на входе ИЧ, а следовательно, и точность измерения Е . Поэтому более предпочтительны следящие узкополосные измерители, позволяющие измерять Р;, при отношении сигнал/шум по мощности около 0 дБ, 8.2. ДИС с частотно-модулированным сигналом Принцип действия ДИС с частотно-модулированным сигналом. Обычно в таком ДИС (ДИС ЧМ) применяется гармонический модулирующий сигнал, при котором частота зондирующего сигнала 169 Л/) = Уо+ ск/ совйнб где Д вЂ” несущая частота; сз/ — девиация частоты; Ʉ— частота модуляции. Тогда частота пРинимаемого сигнала Яг) =Ус+ Цсовйн(/ — Уя) + Гн где /к — задержка отраженного сигнала относительно зондирующего при прохождения расстояния /У. Если подать сигналы с частотами/~ и 6 на смеситель, то частота полученного преобразованного сигнала ЬГ = Уз -У] = р' — 2ф'япй„(/дl2) япй„(У вЂ” Уя/2).
Преобразованный сигнал также модулирован по частоте нар(1) = (Ун пвсоз[Й„У вЂ” 2нз, янйм(/я/2) з(пйн(/ /к/2)] = = (Ун „сов [Йк/ + т„„япйн(/ — У„/2)], где т„„~ = /1/Уг„— индекс ЧМ излучаемого сигнала; нзк„= Ъп„„, х хяп0,5 й,/к — индекс ЧМ преобразованного сигнала, зависящий от задержки принимаемого сигнала /в.
Спектр преобразованного сигнала определяют разложением и„„(/) в ряд Фурье, н при (У „„= !он имеет внд н, (/) =,Ув(ш,,к ) сов Йд/ ч.~./к(нзкм)(сов[(нйн — Йд)/— пм -0,5пй„/д,]+(-1)" сов[(нйн +Йд)г — 0,5в„/к]), где У„(нзк„) — функция Бесселя первого рода л-го порядка. Каждая из составляющих спектра и, (рис. 8.б), кроме составляющей с амплитудой .Ув(аз„н), балансно модулирована доплеровской частотой, т.е. в спектре преобразованного отраженного сигнала присутствуют только составляющие с частотами пр'„~рк, амплитуды которых определяются функцией,У„(тк„) (рис. 8.7).
Доплеровская частота может быть выделена из любой составляющей спектра. Рнс. 8.6. Спектр преобразованного сигнала в ДИС ЧМ Преобразованный просочившийся сигнал отличается отсутствием Й„ и малым индексом ЧМ, так как задеРжка этого сигнала /к,= 1О з — ! 0 змкс. Поэтому спектр шума просочившегося сигнала группируется около со- 170 ставляющих с частотами лГ„ (рис, 8.6) и подобен О„„показанному на рис. 8.4,в, где частоту у„„ следует заменить на лЕ'„. Амплитуды этих составляющих, кроме составляющей на нулевой частоте, очень малы, так как для просочившегося сигнала т„„ = 0,15-0,0!5, и практически не сказываются на работе ДИС ЧМ. ' Рне.
8.7. Зависимость амплитуд гармоник Основное влияние оказывает составляннцая на нулевой частоте, модуляции преобразованного снпвла повторяющая спектр, показанный на рис. 8.4,6. Уровень шума, вносимый этой составляющей, убывает по закону, близкому к 1(7' Поэтому чем больше номер н рабочей гармоники, тем слабее влияние просочившегося сигнала на характеристики ДИС ЧМ. Однако с увеличением и снижается максимальная амплитуда [,7„(т,„)),„,„преобразованного сигнала.
Из компромиссных соображений ограничиваются н = 3. Для получения максимальной мощности сигнала на частоте нг„ используют такой индекс ЧМ излучаемого сигнала, при котором в спектре зондирующего сигнала превалирует и-я гармоника г"„. Эмпирическая формула для выбора оптимального в указанном смысле значения т„„~ имеет вид (гама), = 0,5(п + 2). Частота модуляции выбирается из условия однозначности измерения Е;„т.е. Р'„> 2)Р;,,„(, где Р', „„, — доплеровская частота, соответствующая максимальной скорости ЛА. Увеличение г'„(как и увеличение л) способствует снижению влияния просачивающегося сигнала.
Максимальное значение г'„ограничивается тем, что при т„„, = сопз! одновременно с Г„должна увеличиваться девиация частоты ф; что приводит к росту паразитной АМ сигнала, отрицательно сказывающейся на работе ДИС ЧМ. Поэтому обычно г'„= 1 МГц. При указанных параметрах ДИС ЧМ уровень шума просочившегося сигнала на лг = 3 МГц снижается по сравнению с частотами 1-15 кГц (диапазон доплеровских частот в ДИС НМ) примерно в 1000 раз, что позволяет ослабить требования к развязке на 20-30 дБ. Однако при этом использование энергии сигнала ухудшается на бдБ по сравнению с ДИС НМ. Слепые высоты в ИС ЧМ. Слепыми называются высоты, на которых наблюдается ослабление мощности преобразованного отраженного сигнала. При периодическом законе ЧМ, как следует из (8.7), мощность этого сигнала пропорциональна функции 171 ~~(гк) = У» (2льы зш(0,5Гзо!кЬ зш (0,5йоел), в которой первый сомножнтель определяется амплитудой преобразованного сигнала, а второй обязан своим появлением фазовому сдвигу, влияющему на амплитуду выделяемого на и-й гармонике сигнала с частотой Т .
Эта функция равна нулю при гл = 8Т„п ~, где ҄— период ЧМ; цеоьГге.ЬЭ Следовательно, на высотах в в Н„= Н,„= 0,5 сгязшВе = = 0,58и 'сТыйпВе сигнал, принимаемый под углом Ве и (рис. 8.8), отсутствует. ~ дна Если Рж = ! МГц, и = 3 и Ве = = 65', то слепые высоты повторя- 1 ются через каждые ЬН = 45,3 м.
При конечной ширине ДНА, ограРнс.8.8.Положеннелучадиаграммы ниченной углами Вжь, — Вж,„, на направленности в вертикальной слепых высотах наблюдается ос- плоскости лабление преобразованного отраженного сигнала, которое сопровождается снижением точности ДИС ЧМ. Причем с ростом высоты полета Н„влияние слепых высот на мощность сигнала ослабляется. Такой характер зависимости Р,(Н) объясняется усреднением в ДИС сигналов от элементарных отражателей в пределах отражающей площадки (ОП), отличающихся значениями Вь а следовательно, н значениями гл= 2Н(с гйп В,) 1. Для уменьшения, влияния слепых высот желательно расширение ДНА.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
