Диссертация (1137078), страница 22

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 22)

рисунок 3.2). На рисунке 4.28приведена эквивалентная схема цепи питания нагрузки.Рисунок 4.28. Эквивалентная схема цепи нагрузкиЗдесь UМОД - импульсное напряжение, формируемое на выходе модулятора,RОГР=R11+R2 - суммарное сопротивление резисторов, ограничивающих ток, RLOAD сопротивление нагрузки. Как отмечалось ранее, переколебания на плоскойвершине модулирующего импульса приводят к появлению паразитной фазовой(иличастотной)модуляциигенерируемыхСВЧколебаний.Проведемисследование влияния параметров цепи, показанной на рисунке 4.28, на формунапряжения, прикладываемого к нагрузке.Составим систему дифференциальных уравнений, описывающих процессыв этой схеме:duC LOAD(t) /dt=iC LOAD(t)/CLOAD;140diL LOAD(t)/dt=uL LOAD(t)/LLOAD.На основе правил Кирхгоффа и закона Ома составим уравнения,связывающие между собой токи и напряжения в схеме:iC LOAD(t)=iL LOAD(t)-iLOAD(t);uL LOAD(t)=UМОД-uR ОГР(t)-uC LOAD(t);uR ОГР(t)= iL LOAD(t)·RОГР;iLOAD(t)=uC LOAD(t)/RLOAD.Для дальнейших расчетов примем, что сопротивление RLOAD не зависит отнапряжения, прикладываемого к нему.

Такое упрощение не приводит ксущественным ошибкам, так как величина RLOAD, как правило, составляет 1 кОм иболее и поэтому в меньшей степени влияет на форму напряжения. Наибольшеевлияние оказывают элементы LLOAD, CLOAD, RОГР.После преобразования уравнений получаем линейную неоднороднуюсистему из двух уравнений:duC LOAD (t ) / dt  iL LOAD (t ) / CLOAD  uC LOAD (t ) /( RLOAD  CLOAD )diL LOAD (t ) / dt  U МОД / LLOAD  RОГР  iL LOAD (t ) / LLOAD  uC LOAD (t ) / LLOAD .Эта система преобразуется в линейное неоднородное уравнение второгопорядка:d 2uC LOAD (t )dt2duC LOAD (t ) R1 ОГР  dt RLOAD  CLOAD LLOAD RОГР1uC LOAD (t )   RLOAD  LLOAD  CLOAD LLOAD  CLOAD.U МОД LLOAD  CLOADДля этого дифференциального уравнения составим характеристическоеуравнение:2  A  B  0 ,гдеR1A ОГР  RLOAD  C LOAD LLOAD RОГР1B. R LOAD  LLOAD  C LOAD LLOAD  C LOAD  A  A2  4  BКорни этого уравнения равны: 1,2 .2и141Найдя общее решение дифференциального уравнения как сумму общегооднородного и частного неоднородного уравнений, приходим к зависимости:RLOADe 1 t  e 2 t u C LOAD (t )   1   U МОД 2RОГР  RLOAD.Напряжение на нагрузке будет иметь апериодический характер только вслучае, если 1,2 - действительные числа.

Исходя из этого, можно наложитьограничение: A2  4  B  0 или2R RОГР11 ОГР   4  0 RLOAD  CLOAD LLOAD  RLOAD  LLOAD  CLOAD LLOAD  CLOAD Так как величины LLOAD, CLOAD, RLOAD, как правило, имеют фиксированныезначения,можнонайтиминимальнуювеличинуRОГР,обеспечивающуюапериодическое изменение напряжения на нагрузке:RОГР LLOAD / CLOAD2/ RLOAD  2  LLOAD / CLOAD .(4.22)Анализ выражения (4.22) показывает, что появление переколебаний наплоскойчастиимпульсапреимущественноопределяетсявеличинойхарактеристического сопротивления последовательного резонансного контура  LLOAD / C LOAD ,образованногопаразитнымиэлементаминагрузки.Сувеличением этого сопротивления приходится увеличивать RОГР, что приводит кувеличениюпотерьограничительныхвмодуляторесопротивлениях.иростуПоэтомуприпадениянапряженияразработкенаконструкциимодулятора следует минимизировать индуктивность выводов нагрузки за счетуменьшения длины соединительных проводников между модулятором инагрузкой.

Так, например, прямолинейный отрезок провода ПВМР-6 длиной 0,5 мобладает индуктивностью, равной 0,7 мкГн, что при емкости нагрузки, равной 50пФ, и сопротивлении нагрузки 1000 Ом приводит к необходимости включенияпоследовательно с нагрузкой ограничительного сопротивления RОГР=250 Ом.В случае, если величина ограничительного сопротивления рассчитана поформуле (4.22), возможно рассчитать длительность фронта формируемогоимпульса:142R1 ОГР  , RLOAD  C LOAD LLOAD  ф (U a / U a max )  ln(1  U a / U a max ) / 1  2  ln(1  U a / U a max ) / (4.23)где U a / U a max - уровень, относительно которого проводится измерение.Так как в системах импульсного электрического питания источникивысокого напряжения, как правило, обладают средней мощностью меньшей, чемпотребляет ЭВП во время импульса, то эти источники не способны обеспечитьподзарядку накопительного конденсатора во время импульса (см.

рисунок 3.2).Происходит разряд накопителя током нагрузки. При этом напряжение на нагрузкеизменяется по экспоненциальному закону uLOAD (t )  Uа  et / , где   RLOAD  CНАК постоянная времени разряда накопителя. Величина напряжения, на котороеразрядится накопитель ULOAD , определяется его емкостью CНАК , длительностьюимпульсаtи током нагрузки I LOAD . Если относительное изменение напряженияна нагрузке за время импульса мало, то можно считать, что напряжениеизменяется по линейному закону, тогда: ULOAD  ILOAD t / CНАК . Требования квеличине спада напряжения определяются фазовой чувствительностью ЭВП. Какправило, спад напряжения за время импульса не должен превышать 1...2% отноминального значения.В случае сеточной модуляции активные токи нагрузки малы.

Потреблениетока от накопителей энергии здесь происходит во время переключения ключей засчет перезаряда паразитных емкостей, поэтому за время импульса напряжение нанакопителепрактическинеизменяется.Стабильностьнапряжениянауправляющем электроде в этом случае определяется параметрами источниковсеточных напряжений.4.3 Предельные режимы работы модуляторов по частоте искважностиКак отмечалось ранее, на всех стадиях работы модулятора в его элементахвыделяются активные потери, которые обусловлены наличием конечногоактивного сопротивления используемых транзисторов в открытом и закрытом143состоянии, цепями ограничения тока нагрузки, а также наличием паразитныхемкостей, которые перезаряжаются через эти сопротивления.

Рассмотримподробнее потери энергии и элементы схемы, в которых она рассеивается.На рисунке 4.29 приведен численно полученный график мощностей,рассеиваемых в основных элементах схемы рассматриваемого модулятора(рисунок 3.2) при UPS=6 кВ, R11=50 Ом, R12=50 Ом, R2=50 Ом, CLOAD=50 пФ,RLOAD=1000 Ом.а)б)Рис.4.29. Зависимость мощности, рассеиваемой в элементах схемы, от времени.144Из рисунка 4.29 видно, как на разных этапах работы модуляторараспределяются мощности потерь между элементами схемы. Во время фронта испада импульса в зарядном и разрядном ключах рассеиваются значительныемощности.В двухтактных модуляторах в случае анодной модуляции в разрядномключе рассеивается меньшая по сравнению с зарядным ключом мощность, так какчерез него не протекают активные токи нагрузки. Для сеточной модуляциимощности, рассеиваемые ключами, практически одинаковы.Все мощности потерь, рассеиваемые модулятором, можно разделить на двавида: статические и динамические.

Статические потери Pстат определяютсяпараметрамииспользуемыхтранзисторовискважностьюформируемыхимпульсных последовательностей, рассчитываются как сумма мощностей,рассеиваемых в элементах схемы в паузах между импульсами и во время плоскойчасти импульса. Динамические потери можно характеризовать энергией Wдин,выделяемой в элементах, за время протекания фронта и спада одного импульса.Этаэнергияопределяетсяпаразитнымипараметрамисхемы,рабочимнапряжением. Величина средней мощности динамических потерь зависит отсредней частоты повторения импульсов.

Оценить величины статических идинамических потерь можно, исходя из формул, приведенных в разделе 4.1. Болееточные значения этих потерь могут быть получены при численном расчете сиспользованием математической модели, рассмотренной ранее.Численный анализ динамических потерь показывает, что при временахпереключения транзисторов, меньших 100 нс (что, как правило, имеет место) инапряжениях питания модулятора, больших 5 кВ, энергия перезаряда собственнойпаразитной емкости ключа WС-К на несколько порядков больше энергии егопереключения Wперекл.. Поэтому будем считать, что длительность фронта импульсапрактически не влияет на величину динамических потерь.При разработке твердотельных модуляторов, как правило, требуетсяоценить допустимые режимы их работы по следующим важным параметрам:Qмин–минимальнодопустимаяскважностьформируемыхимпульсных145последовательностей и fмакс – максимально допустимая частота повторенияимпульсов.

Эти параметры определяют область применения модулятора и взначительной степени зависят от условий его работы и максимально допустимойрассеиваемой мощности. При длительном (более 1 с) превышении допустимыхрежимов работы модулятора возможен перегрев его элементов и выход их изстроя. Рассмотрим подробнее расчет предельных параметров твердотельныхмодуляторов по частоте и скважности.Наиболее критичными к перегревам элементами являются транзисторы,составляющие ключи модулятора. Поэтому тепловые режимы транзисторов будутопределять предельные режимы эксплуатации всего модулятора. Для заданныхусловийотведениятеплотыотэлементовмодулятораможнооценитьмаксимально допустимую мощность, рассеиваемую твердотельным ключом, поформуле Pдоп = Pрас.макс ·N, где Pрас.макс=(Tмакс-Tокр)/Rк-окр - максимально допустимаямощность рассеяния одного транзистора ключа, Rк-окр - тепловое сопротивление"кристалл - окружающая среда", N - число транзисторов ключа, Tмакс максимально допустимая температура кристалла транзистора, Tокр - температураокружающей среды (её часто можно принимать равной 85 °С).

Как правило, дляприборов, изготовленных: из кремния - Тмакс = 150 °С; из арсенида галлия Тмакс = 175 °С; из карбида кремния – Тмакс = 250 °С.Учитывая, что во время работы в ключе рассеивается мощностьPрас=Pстат/Q+Wдин·f, то можно оценить предельные режимы работы модуляторапо частоте и скважности:f Pдоп  Pстат / Q.Wдин(4.24)Из выражения (4.24) следует, что существует максимальная частотаповторения импульсов fмакс.доп. =Pдоп/Wдин при скважности, стремящейся кбесконечности, при этом скважность принимает большие значения за счетуменьшения длительности импульса.

Характеристики

Список файлов диссертации