Костиков В.Г., Парфенов Е.М., Шахнов В.А. Источники электропитания электронных средств. Схемотехника и конструирование (2-е изд., 2001) (1096748), страница 27
Текст из файла (страница 27)
Это напряжение несколько выше напряжения мостовой схемы диодов Ь"О5... 1г118, поэтому укаэанные диоды пускового выпрямителя запираются и в дальнейшем не влияк т на работу источника электропитания. Источник может 6ыть выполнен с электропитанием схемы управления только от пускового выпрямителя, т.е. без подпитки через диод 1гО11. Однако в этом случае уровень пульсаций напряжения Уд „несколько выше, чем при электропитании схемы управления выходным напряжением У „„. Таким образом, основное отличие рассмотренных схем заключается в том, что в схеме с самовозбуждением вначале осуществляется переключение силовых транзисторов, в результате чего появляется напряжение Уд „электропитания микросхемы.
В схеме с принудительным возбуждением вначале появляется напряжение Уд „, а затем происходит переключение силовых транзисторов. Следует отметить, что в схемах с самовозбуждением напряжение Уд — — 26 В выше по сравнению с Ухе„— — 12 В в схеме с принудительным возбуждением Согласующий каскад является промежуточным звеном между маломощными цепями управления и мощным выходным каскадом.
Различают две основные разновидности схем согласующего каскада: Сх 163 162 Рис. 4.4. Схема согласующего каскада с общим управлением источника электропитания типа К 1ГР-150 ЧЧ с использованием в качестве ключей транзисторов, внешних по отношению к микросхеме управления; с использованием в качестве ключей выходных транзисторов микросхемы управления. По способу управления силовыми транзисторами полумостового инвертора каскады различают по следующим признакам: с общим управлением обоими силовыми транзисторами при помощи одного трансформатора, имеющего две вторичные обмотки; с раздельным управлением, когда каждый силовой транзистор управляется отдельным трансформатором Трансформаторы выполняют функции усиления управляющего сигнала по току и гальванической развязки силового каскада от схемы управления и согласующего каскада.
В схеме с общим управлением и внешними транзисторами в качестве согласующего каскада применяется двухтактный предварительный усилитель мощности (рис. 4.4). Коллекторными нагрузками транзисторов ЪгТ1 и ЪТ2 являются первичные полуобмотки импульсного управляющего трансформатора ТЪ'1 и резистор Яб, который ограничивает ток через транзисторы до 20 мА. На базы транзисторов ЪгТ1 и Ъ'Т2 подаются последовательности прямоугольных импульсов, под воздействием которых транзисторы поочередно закрываются. В промежутках между импульсами транзисторы открыты. На эмиттерах транзисторов Ъ'Т1, Ъ'Т2 компонентами С1, Ъ'Р1, ЪгР2 формируется напряжение около+1,6 В.
При подаче на базу закрываемого транзистора сигнала от схемы управления напряжение на базе составляет примерно +0,6 В. В связи с наличием на эмиттере напряжения +1,6 В к переходу база-змиттер прикладывается запирающее напряжение, примерно равное 1 В и действующее в течение времени подачи сигнала от схемы управления. При этом обеспечивается активное поочередное запирание транзисторов. Демпфирующие диоды ЪгРЗ, ЪгР4 снижают уровень апериодических колебаний напряжения, возникающих при запирании транзисторов ЪгТ1, Ъ'Т2.
Колебания возникают в контуре первичной обмотки Рис. 4.5. Схема согласующего каскада с общим управлением источника электропитания типа Е5Р-1003 й трансформатора в связи с наличием межвитковой емкости этой обмотки. При запирании транзистора Ъ'Т1 ток демпфирования протекает по цепи; контакт 3 первичнои обмотки; переход коллектор-эмиттер транзистора Ъ'Т2; диод Ъ'РЗ; контакт 1 первичной обмотки. При запирании транзистора Ъ'Т2 ток демпфирования протекает по цепи: контакт 1 первичной обмотки; переход коллектор-эмиттер транзистора Ъ'Т1; диод Ъ'Р4; контакт 5 первичной обмотки.
Диод ЪгР5 служит для развязки согласующего каскада и схемы управления, имеющих общую шину электропитания. На рис. 4.5 показан вариант транзисторного согласующего каскада с общим управлением источника типа ЕЗР-1003й. Силовые транзисторы ЪгТ1, ЪгТ2 включены по схеме эмиттерных повторителей.
Сигналы на переключение поступают от транзисторов схемы управления, эмиттерными нагрузками которых являются резисторы Л1, гс2 и ВЗ, В4. Эти резисторы образуют базовые делители для транзисторов ЪгТ1, Ъ'Т2. Форсирующие конденсаторы С1, С2 ускоряют процесс переключения силовых транзисторов. Первичная обмотка управляющего трансформатора Т1г1 не имеет вывода от средней точки и включена между коллекторами транзисторов Ъ'Т1, Ъ'Т2. При поочередной коммутации их первичная обмотка подключается к корпусу выводами 1 и 8 поочередно, благодаря чему через обмотку протекает переменный ток. На рис. 4.6 выходные транзисторы схемы управления выдают сигналы непосредственно на первичные полуобмотки трансформатора ТЪг1.
На среднюю точку трансформатора подается входное напряжение +12 В, Транзисторы схемы управления переключаются поочередно. Между проводящими состояниями транзисторов формируется пауза для устранения прохождения тока через оба транзистора одновременно. На время паузы оба транзистора закрыты. и= кгВ Скема улрабаеааа Рис. 4.6. Схема согласующего каскада с общим управлением источника электропитания типа Рб-200 В р= м 1л'тета Рнс. 4д.
Схема согласующего каскада с раздельным управлением источника электропитания типа Аррб Нэ рис. 4.7 приведена схема согласующего каскада с двумя управляющими трансформаторами Т1К1 и ТУ2, первичные полуобмотки которых являются коллекторными нагрузками для выходных транзисторов схемы управления. Схему можно рассматривать как соединение двух однотактных прямоходовых преобразователей, поскольку в открытом состоянии находятся одновременно управляющий транзистор и связанный с ним через трансформатор силовой транзистор. При этом импульсные трансформаторы ТЪ'1 и ТЪ'2 работают с постоянной составляющей тока первичной обмотки (с вынужденным подмагничиванием).
Если не предусмотреть специальных мер по размагничиванию магнитопроводов, то за несколько периодов работы преобразователя они войдут в состояние магнитного насыщения. Это приведет к значительному уменьшению индуктивности первичных обмоток и выходу из строя управляющих транзисторов. Согласующий каскад на рис 4.7 работает следующим оБразом. При отпирании транзистора ГТ1 через первичную полуобмотку 1, У трансформатора Т1г1 протекает линейно нарастающии ток. Когда отпирающий импульс в цепи базы транзистора ИТ1 заканчивается, он быстро запирается и ток через полуобмотку С з трансформатора прекращается.
После запирания транзистора осуществляется обратный такт работы согласующего каскада. Напряжение на полуобмотке 2, Ю изменяет полярность и вызывает протекание тока по цепи: вывод а трансформатора ТИ1; шина +14 В; конденсатор С1; корпус', диод 1КО1; вывод 3 трансформатора Т1г1. Этот ток является линейно спадающим, что приводит к изменению знака производной магнитного потока в магнитопроводе и размагничиванию последнего. Таким образом, в процессе обратного такта во входную сеть возвращается избыточная энергия, запасенная в магнитопроводе ТЧ1 в период открытого состояния транзистора УТ1. Избыточная энергия передается в накопительный конденсатор С1. Оба трансформатора (Тх'1 и Т1К2) работают с неполным использованием по индукции и, как отмечалось, с постоянной составляющей тока первичной обмотки.
Перемагничивание их магнитопроводов происходит по частному циклу только с положительными значениями индукции. В связи с этим магнитные потоки в магнитопроводах получаются пульсирующими (содержат постоянную составляющую), что приводит к завышенным массе и объему трансформаторов. Рассмотренный вариант уступает другим вариантам согласующих каскадов в связи с необходимостью двух трансформаторов вместо одного. Силовые каскады источников электропитания персональных ЭВМ выполняются в большинстве случаев по полумостовой схеме. Основное различие этих каскадов заключается в построении базовых цепей силовых транзисторов. Базовые цепи должны обеспечить оптимальный режим переключения транзисторов с минимальными динамическими потерями мощности.
Оптимальная скорость нарастания и спада тока базы при переключении обеспечивается с учетом значения коэффициента усиления по току и времени рассасывания носителей при эапирании транзисторов. Схемы построения базовых цепей силовых каскадов приведены на рис. 4.8...4,10. При использовании схемы с самовозбуждением базовый делитель соединяется с шиной +010 В для протекания начального тока, обеспечивающего лавинообразный процесс отпирания одного из транзисторов. Напряжения вторичных обмоток управляющего трансформатора в начале процесса включения отсутствуют, поэтому для предотвращения шунтирования переходов база-эмиттер силовых ключей ниэкоомными обмотками включены развязывающие диоды ЯР1, 1 Р2 на рис.
4,8 и 4.9). При использовании схемы запуска с принудительным возбуждением связи базовых цепей с шиной +310 В и диоды отсутствуют. 164 В-и б5 п~ ми (7м+5786 5'„д=-ггб 0'„м-+725 гу! бнб25-М Ъ~Гг жбб Ряс. 4.8. Схема базовых цепей силовых транзисторов источника с самовоэбуждением типа СТ- 200 Ч/ Ьэд и=.ли ст и=+угад 31 31 б) а) 167 166 Рнс. 4.9. Схема базовых цепей силовых транзисторов источника с самовоэбуждением типа 5МР5 5624-75М Рис. 4до. Схема базовых цепей силовых транзисторов источников с принудительным возбуждением типов ЕЗР 1003 й (в), Арра (0), Р5-0220С (в) Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
