Белов Л.А., Благовещенский М.В., Богачев В.М. и др. Радиопередающие устройства. Под ред. М.В.Благовещенского, Г.М.Уткина (1982) (1095868), страница 7
Текст из файла (страница 7)
(2.67) Из (2.56), (2.57) и (2.36) вытекает соотношение между гармониками токов базы и коллектора 1вя = (1 1льзвх 70) (кя~ 11 =Ог !в2г" 'ахв (2.68) Рис. 2.!2. Зависимость запаздывания максимума импульсов коллекториого 1ОКа т„От УГЛа ОТСЕЧКИ Вв ЯРИ Равных значениях параметра инерционности ы вТв Рио 2.!8. Зависимость высокочастотного угла отсечки В от низкочастотного Ов при разных гв Тв (возбуждение напряжьчшем) Поэтому комплексные амплитуды гармоник тока базы можно представить формулами, подобными (2.65). Для и = ! из (2.65), (2.68) по- лучим 1.,=8,„у,(0)(/„,=8...
и„; (2. 69) где !+)ы„т 8б = ~б ехр ()фэб) = ~б !+)ывх Т, — комплексная крутизна тока базы при работе без отсечки. Ее модуль и фаза равны ! ! ывх Гб) даби = ~б ) (ывх Тэр фзб = агс!ц (гв„Тв) + фз. (2,70) (2.7! ) Фаза средней крутизны тока базы по 1-й гармонике из (2.67), (2.68) фзбг = агс!я бэвхТб — тм (Ов ювх) ° (2 72) Ю Использовать косинусоидальиую аппроксимацию для определения соотношений между Увх, Ос и с', при которых амплитуды гармоник при и ь 3 минимальны, и нахождения этих минимальных значений нельзя, поскольку реальный импульс несимметричен и его синусоидальная и косинусондальная состав. лающие пикргда одновремеяно не обращаются в нуль (ср. с рис. 2.8). 2» зз Итак, в результате приближенного гармонического анализа получены выражения для комплексных амплитуд токов коллектора и базы (2.65), (2.69).
С помогцыо этих формул и графиков на рис. 2.17, 2.18 можно анализировать зависимости амплитуд и фазовых сдвигов гармоник от частоты и режима. Сравнение с точным гармоническим анализом [8] показывает, что относительная погрешность аппроксимации (2.58) растет с уменьшением О и увеличением ю„, однако для и = О, 1 при 0„) ЗО' она не превышает 20% как по модулю, гак и по фазе при любых частотах. Точная зависимость фз, от Ои при различных ю,х Тэ показана на рис. 2.!7 штриховой линией. Для п = 2...4 аппроксимация дает ошибку 20% только в районе максимумае) зависимости у„(0), т. е,при О ж 180'/и. Влияние рабочей частоты на амплитуды и фазы первых гармоник токов коллектора и базы в значительной мере определяется зависимостями Я, фэ, Яб и фзб от ю„. Модуль крутизны коллекторногото.
ка, как следует из (2.59), убывает с частотой. На высоких частотах (ох„))2 оэз) Ям уменьшается примерно обратно пропорционально частоте (рис, 2.19, а), а фз — 90' (рис. 2.19, б). Крутизна тока базы Яб„с ростом ю„увеличивается. При ю„=-О, как видно из эквивалентной схемы рис. 2.14, Бб„= об — — 1/(гв + г„') (рис. 2.19, в).
Прн ю„- оо емкостное сопротивление 1/ю„Св закорачивает сопротивление гв, поэтому Зб„- 1/гб. Это следует и из б)и/у 1 агм 1/гг 92 "/г(га+гл) г г Вг„/а, Р гол 1 1 ), у„б) зг/Р я/)г -х/~ — /г Р 1 г г) У а1зг/Гла готиме зависимости модулей З„(о) и 5;„, (е), а также фаз Фа ощ олариого транзистора в нктивиои областгг ири Л„а=бсср = рис 219 с!лс (б) и Ч вв (г) =-ыа .ое=0,5 (2,70) с учетом выражений (2.44), (2.49), (2.51). Соответственно зависимость грзи от оз,„/озз (рис. 2.19, г), выходиг из нуля и, пройдя через максимум, снова стремится к нулю. ХГ.
УЧЕТ ВНУТРЕННИХ ОБРАТНЬ)Х СВЯЗЕЙ. Т-ЛАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА В РЕЖИМЕ БОЛЬШОГО СИГНАЛА В З 2.6 гармонический анализ токов ВТ выполнен без учета емкостей Сна и С„„в схеме на рис. 2.14. Их влияние может быть сущм гв иным при большом усилении по напряжению на достаточно высою х частотах. Покажем, как выполняется гармонический анализ токов транзистора при настройке выходной пепи на 1чо гармонику, т. е. когда пкэ (т) = Ел — (ун сев (т + грвз + фаг).
(2.73) Подставим (2А2) в полные уравнения (2.35), (2.36) для токов транзистора и, ) читывая, что Си„Са (( Сл, запишем их в виде с((ик ~ — ин, л) (2,74 =(! "', '+ (икэ — ивэ) (2,731 ш Выражение в фигурных скобках (2.75) — это ток, протекающий чере. сопротивление базы. Подставляя его в (2.38) и вводя (пока формально) управляющее напряжсиие ит =- ива.+ Та (г(икэ/г//), Т, = го Саго (2.76) зй получаем для (и„„ — Е') следующее уравнение.' в,Тз Н (ипер — Е')1г7! + (и р — Е') = ггп,р (и — Е'), (2.77) Сравнивая его о (2.53) видим, что они отличаются лишь тем, что в (2.77) и„= иьэ заменено на и„. Второе слагаемое в (2.?6) можно рассматривать как эквивалентную ЭДС, которую нужно включить последовательно с ивэ, чтобы дополнительный ток через эмиттерный переход был равен реально существующему току обратной связи через Ск„.
В генераторах гармонических колебаний напряжение и„так же, как ивэ и икэ, является суммой напряжения смещения и гармонического напряжения, т. е. и, = Е, + Уу сои (охах г+ гру), где Уу и гру — модуль и фаза комплексной амплитуды (/у ()ах 1 1 ввх Тк ( ()н). (2.7Р) Поскольку в правой части (2.77) в отличие от (2.53) гармоническая часть напряжения характеризуется амплитудой Уу, низкочастотный угол отсечки 0„должен определяться равенством соз 0„= — (Е, — Е')7(уу. (2.79) При этом полученная ранее зависимость коллекторного тока от времени (2.54), (2.56) остается в силе, если в ней заменить (у„нз Уу, сместить начало отсчета времени т на гр и определить О„по (2.79).
Формулы (2.65) и (2.69) для расчета гармоник также могут быть ивпользованы непосредственно. В ннх следует заменить ()„на ()у согласно (2.78) и учесть, что в (2.74) и (2.75) по сравнению с (2.56) й (2.57) добавились токи через емкости Ск, и Ск,. Поскольку в (2.74), (2.75) токи выражены через напряжения на входе и выходе, в соотношениях для 1ь, и 1к, можно сгруппировать слагаемые, содержащие множители ()а„и ()к, и записать 1ы н 1кг введя усредненные 1'- параметры транзистора: !гх = Ъ'гг()кх + Чгх ( — ()к)~ !к, = Ухг()кх + Ч„( — ()к), (2.801 где Ухт = — Яа,„угг(0) + )в,„С„„; Уха = — 1в, Т„8п Ч,(0) — )в„С„; (2.81) ~ х! 8мух (0) + Чхх> Чза )вах7 к8мух (0) + 1 озкх Ск (2.82) Ск Ска + Скп Отметим, что уравнения (2.80) пе являются линейными, так как 0 зависит от амплитуды Уу и напряжения смещения Е,. Это следует иметь в виду как при расчете, так и при экспериментальном определении у'-параметров.
Итак, учет емкостей С,м и Скп пряаодит к нояилени~о н чккиаалентнон схеме транзистора нроиоднмостсй Чгх и Чх„отрагкщощих алняние иыходиого напряжения на еходной н аыгвднон токи ири идеальном источнике напряжения зу йгг!~>гг 2»а , 'Вгг/юге Г»а (2» йй на входе. Выходная проводимость уа» часто должна приниматься во внимание при расчете транзисторных каскадов. Поэтому полезно рассмотреть зависимости 6»» = ме7зз в Взз = 1т у|» от рабочеи часто.
ты (рис. 2.20). Из них видно, что Сз» возрастает с увеличением ызхТ5 — — ыаьгюз и стремится к предельному значеп во паз(-)=П„( „)~„ = гагр Ска у» (О) соз (Ф5+ тм) ° (2.ВЗ) Из рис. 2.20, построенного при 0 =- 100", д ю видно, что уже прн юзх — — аыз аслнчииа пзз (ывх) составляет более 0,90»е (о ), Рис 2.20. Частотные зависимо- Реактивная часть выходной проводймостн сти активной баа н Реактивной В , возРастает с Ростом ызх и асимптоти- В»» составляюших выходной чески стремится к ыахСн.
проводимости, нормированных В проходной проводимости У„домик ю,рС»» при 0 100', й»=. пирует реактивная (емкостиая) составляю- =О,Ь, юга»ЮЗ=!б Шая. Пря ЫВХ ) Зыз дЛя НЕЕ МОжиа аа. писать упрошенное выражение у,з = — 1 азх (С за тг (в — О) соз (грз+ гм) + Сап) . Емкостный характер угз очевиден непосредственно из схемы на рис. 2.14. На усилительные свойатва мошных транзисторов нз средних и высоких частотах влияют индуктивности выводов. В транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, основную роль играет индуктивность Вз эмиттерного вывода, являюшався элементом обратной связи по току Ее влиянием можно пренебречь, если ювхйаа 1н(сга.
На практике это условие часто ае выполняется. Однако, чтогма Вх а ие усложнять здесь выражения для у-параметров, учет нндуктивностей выводов будет сделан позже прн анализе работы транзисторов нз сверхвысокик частотая (ггг 16) 2.а. ГАРмОнический Ан,ализ тОкОЯ и ИАпряжениЙ и ЕИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ С УЧЕТОМ ЕГО ИНЕРЦИОННОСТИ ПРИ ВОЗЬУЖДЕНИИ ОТ ИСТОЧНИКА ТОКА При разработке генераторов мощностью порядка единиц ватт и более для достаточно высокой рабочей частоты схемы возбуждения, обеспечивающие гармоническое входное напряжение, построить очень трудно и практически нецелесообразно, Это объясняется тем, что вход.
нос сопротивление открытого транзистора оказывается очень малым— порядка единиц ом и менее, а закрытого — существенно больше. В этих условиях выходное сопротивление источника возбуждения для высших гармоник значительно превышает входное сопротивление транзистора, усредненное по )-й гармонике тока, и гармоническим (или близким к нему) следует принять 1„= гь (т). Поэтому нужно уметь рассчитывать гармонические составляющие тока коллектора и напряжения на базе в случае, когда тванэнетор возбуждается от источника тока (Б(т) = »на+ гвгсозт, (2.84) где (ва — постоянная составляющая, а 1в, — л1мплитуда Т-й гармо- ники тока базы. Как н в 5 2.6 рассмотрим сначала процессы в транзисторе, полагая Са = С„=- О.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
