Белов Л.А., Благовещенский М.В., Богачев В.М. и др. Радиопередающие устройства. Под ред. М.В.Благовещенского, Г.М.Уткина (1982) (1095868), страница 16
Текст из файла (страница 16)
Э»ннналенегган схен» тгеен согла. (Г» сования с нагрЛ»ноа Уравнения (4.6) и (4.1!) еще не позволяют определить Вм В, и В,. Простейший 'способ устранения этой неоднозначности — исклю. чение одного из элементов ЦС. Примем, например, В, = О и В„=О ) а) О в, Рнш 43 Простейшие цепи согласоааапя с нагрузкой, используемые в ламповых схемах (рис.
4.3, а). В этой схеме ܄— В„Ь„В, и вытекающее из (4.5) равенство Вз — — б„„рб„)(1 — бн нр!6„) ы бн „р 6, позволяет най. ти В ж~РО нпб (4.12) Вместе с равенством (4.11), представляющим собой в этом случае условие параллельного резонанса контура, формула (4.12) определяет оба реактивных элемента ЦС на рис.
4.3, а. Простейшие схемы, удовлетворяющие указанным условиям, представляют собой варианты одноконтурной ЦС с включением нагрузки в емкостную (рис. 4:3, б) илн индуктивную (рис. 4.3, в) ветвь. Выразим общепринятые параметры контуров — характеристическое сопротивление р, сопротивление потерь гп, добротность контура о нагрузкой Я„и резонансное сопротивление )с„— через (Вт) и 6„: 'п= — ' Рн =- — = — * Йн= — =-рбн=гпб~ (4 13) р ~п гп )В! ) он Сравним коэффициенты фильтрации Р„схем на рис.
4.3, б и в. Учитьгвая В, = О, Ь„„= В,„+ В,„, Ь„„= — В,„, Ь„„= В,„, перепишем (4.10): оа аа оп.а (В ш !В1 а)' (4.14) В,'а (Ваа)нта) + (Спп)н,а)а() + ВаагВтп) Ход вычислений г„представлен в табл. 4.1. Лля оценки порядков величин принято, что б,„= б„. Полученные результаты легко понять. Гармоника тока АЭ распределяется между индуктивной и емкостной ветвями контура в отношении 1: нз.
Мощность гармоники в нагрузке, включенной в емкостную ветвь, окажется в н' раз больше мощности гармоники в нагрузке, включенной в индуктивную ветвь контура. В схемах на рис, 4.3 коэффициент фильтрации определен значениями бп„и б, „р. Лля улучшения фильтрации можно применить усложненные одноконтурные ЦС. Кроме того, при регулировке б„в схемах рис. 4.3, б и в нужно одновременно изменять Вт и В„что неудобно. Желательно регулировать бн, не перестраивая контур.
Такая возможность появляется в усложненных одноконтурных ЦС с частичным подключением лампы к контуру (рис. 4.4). В них удается увеличить, насколько это возможно из конструктивных соображений, характеристическое сопротивление контура р, не меняя проводимостей Ва и Т а б л н на 4. !. Расчех и сравнение ковффиниеитон фильтранин простейших $К ламповых усилителей Зяя «ячя д«я едем« Вел«чван «с 41 евах~ мвхб ! — —, «1,хп 'вхб в, в ! Лев хС "еввх ! ! лывхС, ' мех/.
В~, Вал я кроил лх В1« Вав ~нп Вья В1« л' л ! г ! — ! Г1« ! — 1 !/« л ах+Ой !л '!'=л'Ой (4. 15) Хт + Ха О /«и кр Х1/гд Приняв в обобщенной схеме на рис. 4.3, а Х,=тонах,т > О Ха = = — 1/отвхС + говд /в( О, получим ЦС о частичным подклточением лампы к индуктивной ветви (рио. 4.4, а). Если же положить Х, = = — 1/со „С, ( О, Х, = тол 1., — 1/от „Св -» О, то получится ЦС с частичным подключением лампы к емкостной ветви. Ся Рнс. 4.4 цеди согласования с частичным нключе1н1ем лампы в контур В,. Поскольку г = 0„ ' задано, добротность Д„ контура возрастает и фильтрапия увеличивается. Запишем соотношения (4.1!), (4.12), определяющие элементы ЦС, через реактивные сопротивления 1Х, = 1/1В,, 1Х, = 1/1Ва с учетом (4.13): рнс 45 Примеры простых схем межхаснадного согласованна в ламповых усн- лпгелвх мощности Степень связи лампы с контуром характеризуется коэффициентом гключения (4.15) где для схемы на рис.
4.4, а р = вт,„ /., Т. = /.т + Т.в, р = /.т//. и для схемы на рис. 4.4, б р = 1/щ„хС, 1/С = !/С, + 1/Сщ р = С/Ст. Поэтому, изменяя р при постоянных /. и С, можно, не расстраивая контур, регулировать нагрузку АЭ /Ргг = Хг/гп = р'р'/г = рхрГ/ и добитьсЯ выполнениа Равенства /св = /Г„во. Так обстоит дело, если не учитывать выходной емкости лампы С„,. Изменение ее включения в контур будет влиять на настройку, но на не слишком высоких частотах это влияние мало, н расстройку легко устранить, изменив С нли /.. Выражения для коэффициентов фильтрации, полученные в табл. 4.1, остаются справедливыми и для схем на рис.
4.4, а, б. Однако значение ()„прн частичном включеиш получается в 1/р раз выше. Соответственно в (1/р)' раз уменьшается относительный уровень мощности, излучаемой на гармониках. )хругие способы регулировки Яв при заданных б„и Ов „р и улучшения фильтрации — применение трансформаторной связи с нагрузкой (рис. 4.5, а) и частичное включение нагрузки по току (рис.
4.5, б). Этп две схемы используются преимущественно в цепях межкаскадного согласования, причем величины, характеризующие связь с нагрузкой 6,— взаимоиндуктивность М и емкость С„делаются регулир)емыми. 4Л. ПРОСТЕЙШИЕ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ С НАГРУЗКОЙ НА ЗАДАННОЙ ЧАСТОТЕ ,г(ля лампового усилителя характерным было соотношение б„/бп „р)) )) 1. Для Уй! на бигюлярных транзисторах это отношение порядка единицы.
В этобог случае удобно использовать си П-образные ЦС (рис. 4.6, и). Условие симметрии Вт=Ва Рис. 46. Общая схема симметриеной цепи согласовании транзистора с нагрузкой (о) и дае ее простейшие реализации (б, а) прн акгивиой проводимости нагруз. ин б, дополняет систему уравнений И.5), (4.6). Тогда плгегто (4,6) получим (В, + Вз)(1 — б„„р/6,1 = О, что эквивалентно равенству Ва = — В,. (4.18) С учетом (4.17), (4Л8) при В„= О найдем В, нз (4.5): Вз — -~ 1 бн бн кр (4. 19) Отметиль что хотя внешне равенства (4.18), (4.19), из которых находятся параметры ЦС В, и В„совпадают с (4.11), (4.12), схемы на рис. 4.3, а и 4.6, а существенно различиотся. Знакам + и — в (4.19) соответствуют две простейших ЦС, показанные на рис. 4.6, б и в.
Схема на рис. 4.6, в является фильтром нижних частот и обеспечивает хорошую фильтрацию высших гармоник. Она и используется на практике. Ее элементы однозначно определяются по (4Л8), (4.!9). Коэффициент фильтрации для схемы на рис. 4.6, в, рассчитанный по (4.10) при допущении б,„= 6„ Р„= и ' [(й' — 2)' + (6,/бк кр) (й' — 1) ! (4.20) тем меньше, чем больше отношение 6„/б„кр. Если такой фильтрации недостаточно йли реализация элементов ЦС вызывает затруднения, то вместо Х, = оз/.а на рис. 4.6, в можно последовательно включить индуктивность /.а и емкость С„как показано на рис. 4.7.
Тогда Х, = — Вз' = оз/а — 1/щСа = Хаь+ + Х,с. Задавая отношение й = — Х„с/Ха = В,/гоС„определяем из (4.18), (4.19) все параметры этой ЦС, Ее коэффициент фильтрации. Г~ = й (((й 1) (/т + 1) 1! + (бп/бн кр) (/г + 1) (и 1) ) улучшается с увеличением й (рис. 4.8, а). Схемы ЦС, показанные на рис. 4.6, в и 4.7, используются как в выходных каскадах, так и в промежуточных, если следующий каскад должен возбуждаться гармоническим напряжением. В этом случае роль г' играет нелинейная входная проводимость транзистора слеРис 4 7 Ыепь согласования транзистора с на-, -г С Ф гл грузкой с улу поенной фильср пней гармоник с =г тока коллекгора Д) ЕЭ (7 ХЕ )Ерй рас йр -эр -77 0 Рмаз й) (Е ТРЕ а) 6 Рис. 4.8.
Заипсимостн ноаффициента фильтрации (а) и мощности потерь и ЦС (6) от параметра а=Хсз'Хз дующего каскада. В промежуточных каскадах часто применяют несимметричные ЦС, увеличивая 8, (и уменьшая Вт) или схемы с емкостными делителями. Если входная проводимость транзистора следующего каскада велика по сравнению с сзинр, то для реализации расчетного режима ЦС строят так, чтобы входной ток транзистора был близок к гармоническому. В этом случаепоследовательно с входным сопротивлением вклкчают индуктивность ЦС. Поскольку здесь выполняется неравенство ги сс; )сннр, простейшие ЦС совпадают с показанными на рис.
4.3, в н 4.4, б. Отклонение формы тока от гармонической на входе транзистора определяется нелинейностью нагрузки. 4.$. учет пОтеРь В ЛРОстенших цепях сОГЙАсОВАния и их кпд Реальные элементы ЦС не являются чисто реактивными, как всхемах на рис. 4.3, а, 4.5, а. Поэтому часть мощности, отдаваемой АЭ.
теряется в ЦС. Отношение полезной мощности Р„поглощаемой нагрузкой Уп, к мощности Р, называют коэффициентом полезного действия ЦС: т)цс = Рп(РТ = 1 — Рцс(РТ (4.21) где Рцс — мощность потерь в ЦС. В выходных каскадах стремятся получить максимальные значения т)цс при выполнении требований к полосе и фильтрации. В промежуточных, если Кр выходного каскада велик и потери мощности слабо влияют на общий КПД, допускают меньшие значения т) цс. Рассмотрим расчет т)цс на примере схем на рис. 4.4 и 4.7. Предположим, что потери в ЦС сосредоточены в индуктивностях и могут быть отображены сопротивлением потерь Гцс, как показано на рис. 4.9 и 4.10.
При этом добротность индуктивности на рабочей частоте ()„= = оз).lгцо, В цепи согласования лампы с нагрузкой мощность Р, рас- 7$ Рис. 4.9. Схеме пепи соглвсоввния лзмпы с не- грузной с учетом потерь н янлуктивности Рис. 4,10. Схеме пепи соглвсовяния трвнзисторв с явгрузкой с учеточ потерь в индуктнвности (а) и ее преобразование (б), удобное для рясчетв КПД цепи соглясоввния ух( з' гт — — ) при /~в(/~пня /1н нн ли в„~ а11„щ„ Лп 'т пайп нр / Р и Ртпн (4,2б) сеивается на сопротивлении г, + гце, а полезная ее доля Р, — на и,. Поскольку через оба сопротивления течет один и тот же ток контура, т)цс = гп/ (гп + гцс) = ! — гцс/ (г + гцо). ' (4.22) Можно выразить т)цо также через Ян и ф.: т)цс = ! — Ян%ы (4.23) где ()в = от/./(г, + гцс) — добротность нагруженного контура.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
