Белов Л.А., Благовещенский М.В., Богачев В.М. и др. Радиопередающие устройства. Под ред. М.В.Благовещенского, Г.М.Уткина (1982) (1095868), страница 15
Текст из файла (страница 15)
Последние участвуют в деформации импульса коллекторного тока, приводящей к резкому уменьшению 1-й гармоники по сравнению с 1-й гармоникой при закрытом коллекторном переходе. В то же время нх движение не сказывается на постоянной составляющей. С увеличением частоты законы изменения 1 1 и 1кз в ПР различаются все заметнее, и зто следует учитывать при определении зависимостей энергетических характеристик усилителя мощноати от Е . Зависимость 1 ~ (Е„) для усилителя мощности на биполярных транзисторах на всех частотах подобна показанной на рис. 3.15, и зависимости 1з хг (Еп).
Вопрос о влиянии температуры на режим оказываетвя оеобенно важным не только при изучении поведения усилителей мощности на биполярных транзисторах в диапазоне температур окружающей среды> но и при исследовании вариации параметров, меняющих мощность» рассеиваемую транзистором. Как отмечено в з 2,1, с повышением тем- 7(Р пературы статическая характеристика транзистора сдвигается влево и ее крутизна Гкпм "~ уменьшается (рис. 2.4).
Главную роль играет изменение Е', Поэтому в первом зм приближении анализ влияния температуры на Гкз, Гке сводится к изучению влияния изменения Е' на токи при фиксированных («'„, Е„Е, и Р„, Предположим, что при средней расра«ч Тег' четной рабочей температуре Тр„, имеет место КР. Понижение температуры, как видно из рис. 2.4, вызовет уменьшение высоты импульса тока и угла отсечки.
При этом гкз уменьшится и в соответствии с (3.44) транзистор станет работать в НР, Увеличение тек перат) ры, как следует из рпс. 2.4, приводит к увеличению ука и (/ = Унту«и, значит, к ПР. При этом из-за появления провала в им- пульсе тока рост (кз, Гке с увеличением Т будет небольшим (рис. 3.16). Однако рассеиваемая на коллекторе мощность будет несколько увели- чиваться и вызывать дополнительный разогрев транзистора. Анализ влияния вариаций Т и других параметров на режим генера- тора показывает. необходимость в специальных мерах для стабилиза- ции режима АЭ в усилителе мощности.
Стабилизировать режим при изменении одного нли нескольких параметров можно, регулируя (желательно автоматически) какой-либо параметр так, чтобы основ- ные энергетические параметры Р„т(„Рр„поддерживались неизмен- ными. Например, уменьшение Е', вызванйое ростом температуры, мож- но скомпенсировать, уменьшая напряжение смещения Е,. Рнс 3 ГВ зависимости амплитуды 1-й гармоники и постоянной составляющей коллекторного тока от течпературм транзистора В расчепюа тачке Г Га е ре кнн крнтичс«ини ГЛ А В А 4.
ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ АКТИВНОГО ЭЛЕМЕНТА С НАГРУЗКОЙ ЕЛ, ТРЕБОВАНИЯ К ЦЕПЯМ СОГЛАСОВАНИЯ 70 Для работы АЭ в оптимальном (критическом) режиме в выходную цепь необходимо включигь сопротивление нагрузки )си нр. Но сопротивление Х„ реального потребителя энергии высокочастотных колебанийвобщем случаеотличается от А'„„р. Для выходных каскадов Хп— сопротивление антенны, пересчитанное ко входу фидера, для промежуточных — входное сопротивление последующего каскада. Следовательно, первая задача цепи согласования (ЦС, рис.
4.1) — преобразование заданного комплексного сопротивления Х, в сопротивление йи кр. Вторая задача — фильтрация гармоник. Нормы на мощность внеполосных излучений очень жесткие, и гармоники выходного тока АЭ !ах~ Тамы 1а ~ %а ГГ'Та Ряс 4! Оонддя схема выходной цени усилителя мотцностн оконечного каскада не должны создавать мощность в нагрузке. В промежуточных усилителях требования к фильтрации легче. Однако для реализации расчетных режимов ЦС должна быть построена так, чтобы входное напряжение или входной ток следующего каскада были близки к гармоническим. Различают две постановки задачи согласования АЭ а нагрузкой: на фиксированной частоте и в заданной полосе частот.
В первом случае условия близости Х„к Гх а нр выполняются в узкой области около частоты согласования и измененйе частоты возбуждения требует перестройки ЦС, во втором рабочую частоту можно менять в пределах полосы согласования, причем режим АЭ будет оставаться близким к оптимальному с заданной точностью. Усилители без перестройки имеют эксплуатационные преимущества перед усилителями в перестройкой. При идеальных ЦС только из реактивных элементов вся мощность от АЭ передавалась бы в Х,.
В реальных ЦС всегда есть потери, которые необходимо учитывать при расчете теплового режима элементов ЦС и фактической полезной мощности Р„в нагрузке. В реальных усилителях параметры АЭ,сопротивления )т„нр и Х отличаются от раэ. четных. Элементы ЦС также вносят некоторую погрешность. Поэтому для получения оптимальных режимов всех каскадов и передатчика в целом необходимо обеспечить возможность подстройки параметров ЦС и изучить влияние изменения параметров ЦС на режим каскада.
4,2. УСЛОВИЕ СОГЛАСОВАНИЯ АКТИВНОГО ЭЛЕМЕНТА С НАГРУЗКОЛ НА ЗАДАННОЙ ЧАСТОТЕ В выходной цепи усилителя мощности на рис. 4.1 АЭ соединен с нагрузкой т'„= Х„' через согласующий четырехполюсник с комплексными у-параметрами уьо утм у„, у„. Учитывая выбранные на рис. 4,1 направления токов и напряжений, запишем соотношения для комплексных амплитуд токов АЭ 1,, и нагрузки 1 и напряжений () и 11,: (4.! ) (4. 2) у„у„Г(У. + у„).
7! 1аыхт = утт ( !)н) + ута ( ()о)т — 1. = у„( — и„) + у„( — и.). Выразим входную проводимость ЦС т'а = 1,„„I!) со стороны АЭ через проводимость нагрузки т', = Х„' = — 1„/(1, и матричные элементы схемы: ЦС представляет собой линейный пассивный взаимный четырехполюсник, у которого угг = уьп Пусть она содержит только реактивные элементы: (4.3) ум = )Ьгп уы =- Ум = 1Ьгг '~ 1 у„= 6 -(- 1В, + )Ьггпо 6~+ )Ьы В последнем равенстве мнимая составляющая проводимости нагрузки В, отнесена к элементу Ьти Тогда с ь* г Ь Ьг Для работы АЭ в КР нужно, чтобы мнимая составляющая прово димости нагрузки 1т(г'„) на рабочей частоте обращалась в нуль, а вещественная часть Ке ('г'„) была равна 6 кр — — 11Р„„р.
Эти условия приводят к двум уравнениям: 6п Ь!г/(бй + Ьгг) 6н кр (4.5) Ьп — Ьгг Ь1гй6й -) Ьгг) = О. Второе уравнение можно упростить, заменив в ием дробь Ь|г 1(6й + + Ьгг) отношением 6„„„/6,. Тогда (4.6) Таким образом', для определения матричных элементов Ьго Ьпв Ь„ через заданные проводимости 6„„р и 6„имеется два уравнения (4.5) и (4.6). Еще одно уравнение можно составить, например, из условия удобства реализации схемы ЦС или других соображений. 4.3. ОценкА ФильтРАции Высших ГАРмОник цепью сОГПАсОВАния Для расчета фильтрации высших гармоник в ЦС необходимо знать сопротивления нагрузки и элементов ЦС на частотах гармоник.
Отношение мощности Р„, передаваемой на вход ЦС на частоте гармоники с номером а, к Р, рассчитывается по формуле Р„(Р, = ()„„„„!)„г„,)г ()г„„1м„), где )г„и й㠄— активные составляющие входного сопротивления нагруженной на Х, ЦСна рабочей частоте и частоте и-й гармоники. Най. денные из (4.7) значения Р„при малых потерях в ЦС полагаем равными излучаемой мощности, и их надо сравнивать с допустимой мощностью излучения на каждой из гармоник.
Отношение п-й и 1-й гармоник тока коллектора равно отношениюсо. ответствующих коэффициентов разложения. т. е. 7,„,„У,„„= = и„(8)!а, (8), н при данном а зависит только от высокочастотного угла отсечки О. Второй сомножитель в (4,7) определяется элементами ЦС и проводимостью нагрузки У„на рабочей частоте и У„„на частоте л-й гармоники, Обозначим Рв Юз=Рв (4.8) 72 и назовем коэффициентом фильтрации на и-й гармонике. Представим (4.7) в виде Р„/Р, = (а„(0)/а, (О)1' Р,.
' (4.9) При и = 2 первый солгножитель в (4.9) с увеличением 0 от 60 до 110' убывает от 0,5 до 0,06. С ростом и при каждом значении 0 отношение (а„(0)/а, (0))а быстро падает. В общем случае при известных значениях комплексной входной проВОдИМОСтн (4.4) Рн = КЕ (1/Ун„)/йЕ (1/ Т'„). Прн НаатрОЕННОй НаГруЗКЕ, т. е. при )хе ( х'„хн) = В„„р = 1/О„„р, и для ЦС, состоящих из реактивных элементов (4.3), бн нр ~нн Ь(ан (4, 10) » (Ь „ь „— ь' „)а+с'„ь»гга где Ь„„, Ь„„, Ь„„— матричные элементы ЦС, а О,„— вещественная проводимость нагрузки, вычисленные для и-й гармоники.
Мнимая проводимость нагрузки В„„, как и в (4.3), отнесена к Ь„„. Этим выражением удобно пользоваться для расчета относительного уровня мощности гармоник по (4.9) и сравнения качества фильтрации разлпчнымн ЦС. аы. ПРОСТЕЙШИЕ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ ЛАМП С НАГРУЗКОЙ НА ЗАДАННОЙ ЧАСТОТЕ Рассмотрим простейшие схемы ЦС, которые получаются из П- образной схемы замещения четырехполюсника (рис.
4.2) с реактивными элементами Ул = )В„та = 1В„Г'и = )Вге Для ламповых выходных каскадов, работающих на достаточно длинных волнах, характерно большое сопротивление нагрузки /р„„р — порядка единиц килоом и малое сопротивление излучения антенны — от единиц до нескольких десятков ом. Следовательно, здесь ЦС преобразует малое сопротивление в большое. Поскольку О„ „р!/О г / /(н р (( 1 в уравнении (4.6) при конечных значениях Ь„можно пренебречь вторым слагаемым. Тогда (4.11) Ьы=в,+В,жо. 1И»г ла Ге Т»» Рис 4 2.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
