Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства (3-е издание, 2003) (1095866), страница 71
Текст из файла (страница 71)
Наибольшее число каналов с полосами 3100 и 5900 Гц не превосходит двух. При этом два канала с полосами 5900 Гц (рис. 7.9,д) были реализованы в передатчиках для подачи вещательных программ для радиоузлов или других вещательных радиостанций. В современных мощных передатчиках используется два — четыре канала. В передатчиках средней мощности (! ...5 кВт) число каналов не более двух.
Передатчики малой мощности (менее 300 Вт) работают по одному каналу(ВБ). В двухканальных системах каналы обозначаются буквами А (нижний по частоте канал) и В (верхний по частоте канал). В четырехканальной системе к буквенным обозначениям добавляют цифровые индексы 1 для внутренних и 2 для внешних каналов. Интервалы между полосами каналов вблизи номинальной рабочей частоты 7 составляют 500 Гц для систем рис.
7.9,г и д и 600 Гц для системы рис. 7.9,е. Интервалы между внутренними и внешними каналами в четырехканальной системе (рис. 7.9,2) равны 250 Гц. Такие малые интервалы, отделяющие полосы каналов друг от друга (защитные интервалы), приводят к заметным трудностям построения канальных фильтров с большой крутизной ск,".тов характеристики затухания. Например, если потребовать, чтобы затухание сигналов канала В, в полосе канала В (см.
рнс. 7.9,г) составляло 60 дБ, то крутизна ската фильтра канала Вз должна быть не менее В,„= б0)250 = 0,24 дБ!Гц. В требованиях к сигналам с ОМ также обычно оговаривается относительный уровень колебания с несущей частотой (другне названия: остаток несущей, пилот-сигнал). Для излучения ЗЗЕ этот остаток должен иметь уровень не более — 40 дБ от максимального напряжения на выходе передатчика.
Предусматривается возможность установки других значений (5 '/о, 10 % и др.). Для сигналов с ОМ излучений НЗЕ н ЕЗЕ установлены определенные уровни колебания несущей (см. З 7.2). 1.1. МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ КОЛЕБАНИЙ С ОДНОПОЛОСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ В 9 7.1 упоминался один метод формирования сигналов с ОМ, который заключается в использовании для этой цели амплитудного модулятора н полосового фильтра. В дальнейшем метод стали называть фильтровым.
Долгое время этот метод казался несовершенным„поскольку требовал для своего осуществления высококачественных, а значит дорогих и сложных полосовых фильтров. Поэтому в разное время было предложено много других методов, которые реализуются без таких фильтров. Среди ннх наибольшую известность получили фазоразностный метод, фазофилынровой метод Уивера, синтетический метод Верзунова. Тщательный анализ фазоразностного и фазофильтрового методов показал, что поскольку эти методы основаны на компенсации нежелательных продуктов модуляции (несущей, второй боковой), невозможно получить высокие и устойчивые по времени показатели модуляторов, построенных по этим методам.
Что касается синтетического метода Верзунова то по сути дела — это метод переноса какнм-то образом уже сформированного однополосного сигнала на другую несущую частоту. В 40 — 50-х годах были достигнуты крупные успехи в разработке высококачественных полосовых ВЧ фильтров, использующих в качестве резонаторов кварцевые и стальные резонаторы. По этим причинам фильтровой метод формирования сигналов с ОМ стал преобладающим и в настоящее время широко используется в многоканальных устройствах.
В последнее время разработаны н стали внедряться однополосные модуляторы, использующие цифровую обработку аналоговых сигналов. Поэтому ниже рассматриваются принципы осуществления н особенности реализации только для фильтрового и одного варианта цифрового метода получения колебаний с ОМ. 355 приложено напряжение и и + + и„гс Л1СГП ау+ иОСО М И этот диод можно заменить ключом с сопротивлением й„, котоРый откРыт пРи и'и + и„> ея1 141. Спектр тока 1'„в области частот 0 ~У'< 1,5А показан на рис. 7,11,а.
Он содержит постоянную компо- 47 ео гл Рис. 7.10. Структурная схема однопо- лосного фильтрового модулятора и зпюры сигналов 356 Принципиальная основа фильтрового метода заключается в том, что предварительно получается колебание с АМ, а затем с помощью полосового фильтра выделяется колебание в желательной боковой полосе и подавляются колебания несущей и в другой боковой. На рис. 7.10 приведены структурная схема однополосного модулятора, состоящая из балансного модулятора и полосового фильтра, и диаграммы спектров сигналов в различных точках этой схемы. Если на входы балансного модулятора подать модулирующее колебание Уп с частотой ь2 = 2кг" и колебание У с несущей частотой оз, = 2к/л', то спектр колебания на выходе модулятора будет состоять из двух боковых полос и сильно подавленной несущей (рис.
7.10,в). Полоса пропускания полосового фильтра выбирается так, чтобы пропускались составляющие только верхней (~~ + Г, Д + Гз) или только нижней (У' — Г1...А — Г ) боковых полос. Спектры колебаний на выходе модулятора для этих случаев показаны на рис.7.10, г, д. Основные качественные показатели модуляторов, построенных с применением фильтрового метода, обусловлены входящими в них элементами: нелинейность амплитудной характеристики — балансными модуляторами и их числом, подавление нежелательных сигналов— полосовыми фильтрами. Рассмотрим вопрос о нелинейности АХ.
В модуляторах, собранных по схемам рис.7, 11, используются трансформаторы НЧ (Тр,), трансформаторы ВЧ (Тр ) и диоды с возможно малым напряжением отсечки тока. Иногда лля построения модуляторов используют биполярные или полевые транзисторы, варикапы и стабилитроны с дополнительным смещением. Анализ работы простейшего модулятора можно выполнить, воспользовавшись эквивалентной схемой (рис. 7.12,а), если предварительно пересчитать параметры источника НЧ напряжения Угу и ~п И 71„а также нагрузки Я„в контур, где включены диод и источник ВЧ ы и напряжения и течет ток Гю При этом следует учесть, что к диоду л7 6 ге ' Го+с ад з7 Рис.
7. 11. Бвлансные модуляторы и эпюры спектров выходного сигнала ненту (которая отсутствует в нагрузке Я„реального модулятора из-за наличия трансформатора Тр 2 компоненты с частотами исходных колебаний Ги/е, компоненты модуляции НЯ, й Р) с частотами/' + Г ил — Е, гармоники частоты /', а также компоненты, не показанные на рис. 7.11д, с комбинационными частотами вида тД~ 1 лГ, где не = 1, 2,...
и л= 1,2,... Ток 1"„имеет форму усеченных косинусоидальных импульсов (рис. 7.!2,б). Угол отсечки этого тока 6 = агссоа (л,(7оссма211'(7) зависит, строго говоря, от обоих напряжений: (7о и (7 . Чтобы обеспечить линейность модуляционной характеристики ® й Р) =я(Гп) этого модулятора, необходимо сделать цепь тока 1'„квазилинейной, т. е. добиться независимости работы ключа К от величины модулируюц1его напряжения Рис. 7. 12. Эквивалентная схема диода в БМ н эпюра токов 357 У„.
Этого можно достичь, если угол отсечки 6 не будет зависеть от У,, т. е. если выполнЯетсЯ Условие Уе» л, Оп !14!. Анализ работы более сложных модуляторов проводится как бы в два этапа: сначала так же, как и для простейшего, определяют токи через диоды, а затем находят результирующий ток в нагрузке. В модуляторе рис. 7.1!,б вследствие симметричности схемы относительно источника колебаний несущей частоты в спектре выходного сигнала компонента с несущей частотой обычно сильно подавлена. Эта схема достаточно практична, так как возможная точность симметрии, от которой зависит степень подавления компоненты с несущей частотой /е, определяется лишь точностью подбора диодов в мостике. Применение диодных сборок илн согласованных пар биполярных или полевых транзисторов обеспечивает подавление несущей на 35...45 дБ.
Широкое распространение получили балансные модуляторы, собранные по схеме рис. 7.11,в. Основным их достоинством наряду с меньшим числом нежелательных спектральных компоненттока 1'„является на 2...3 дБ меньшее затухание Ь = 20 18(Щ(7Др ЗР), чем в модуляторе по схеме рис. 7.11,б. Объясняется это тем, что балансный модулятор состоит как бы из двух симметричных модуляторов, работающих в двухтактном режиме. Для подавления несущей и нежелательной боковой в однополосном модуляторе (см. рис. 7.!О,а) служит полосовой фильтр. Этот фильтр должен иметь малую неравномерность затухания в полосе прозрачности и очень крутые скаты, поскольку частотный интервал между ближайшими краями боковых, равный 2 Р„, где ń— нижняя модулирующая частота, очень мал по сравнению с несущей частотой. Из теории фильтров известно, что для реализации таких фильтров требуется высокая добротность контуров, из которых образуется фильтр.
Для получения необходимого подавления несущей и нежелательной боковой полосы используются часто трех-четырехзвенные фильтры из звеньев типа т. Оценим необходимую добротность резонаторов для фильтра на примере П=образного звена, показанного на рис, 7.13. Пусть частота у'„, соответствует частоте ~, а частотыу;, и 7' — границам полосы канала Вг Из теории фильтров известно, что для получения малой неравномерности затухания в полосе пропускания и большого затухания в полосе задержания необходимо, чтобы контуры, настроенные на частоты/' и /„' (2, С и 2.зС), имели в полосе пропускания чисто реактивное сопротивление.
Это означает, что половина полосы пропускания этих контуров ®' должна быть меньше интервалов /„,7;р или/;рг../и т. е. Л( = 9;р, -,уе). Здесь! — коэффициент запаса, зависящий от необходимого затухания в полосе задержания фильтра и от величины т(1 ~ 3...5).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
