Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства (3-е издание, 2003) (1095866), страница 64
Текст из файла (страница 64)
При рациональном выборе ламп (транзисторов) в таком усилителе может быть достигнут КПД около 95...97 'А. В усилителях звуковой частоты класса Р наряду с транзисторами и тиристорами могут получить применение новые электровакуумные приборы — пролетные пентоды (другие названия: пролетный прибор, титрон, лампа Гинзбурга, лампа с ленточной фокусировкой электронного потока), Главная особенность тнтронов — в 10...20 раз меньшее, чем у обычных генераторных радиоламп, падение напряжения на участке анод-катод в граничном режиме, Это позволяет строить ключевые 320 МУЗЧ с большой мощностью н существенно более высоким КПД, чем прн использовании обычных ламп.
Параллельная схема подключения МУЗЧ, работающего в режиме 2), приведена на рис. 635 а. По аналогии с МУЗЧ класса В (см. рис. 623 б в) рассматриваемый двухтактный усилитель должен обеспечить мощность Рп, преобразующуюся в мощность боковых полос. Мощность несущей обеспечивается выпрямителем с напряжением Еа,. Необходима тщательная регулировка управления лампами, исключающая их одновременное открывание, что привело бы к замыканию источника питания 2Е„. Наличие повышенного напряжения 2Е, и не соединенный с общим проводом катод лампы а') также являются недостатками рассматриваемого усилителя. Однотактный усилитель режима 2) может быть построен по параллельной н последовательной'схемам и подключен к модулируемому каскаду последовательно аналогично рис.
623кя. Удобнее параллельная схема МУЗЧ, приведенная на рис. 6.35,б, так как в ней напряжение питания Еа = Е„,, а катод лампы заземлен. Однако сама лампа должна быть рассчитана на максимальную мо)цность, потребляемую модулнру- сса т Рис. 6.35. Последовательная (я) и параллельная (а) схемы МУЗЧ класса х) 32$ а> рис. б.36. упрошенная схема (а) и график модулируюшего напряжения (б) при ключевом способе формирования модулируюшего анодного напряжежш ния б о 2 () д;) т 322 емым ГВВ, т. е, на большую, чем две лампы в двухтактной схеме. Потери в ней также будут больше, чем в двух лампах двухтактной схемы. В рассмотренных выше схемах усилителей тактовая частота выбирается в пределах 50...80 кГц, т, е. в 5...8 раз более высокая, чем высшая модулирующая частота Е .
= 1О кГц. Чем выше тактовая частота, тем легче отделить ее фильтрами нижних частот, имеющихся на выходе усилителей. Однако с ростом частоты возрастает роль ком мутативных потерь (см. з 2.19). Рассмотренные схемы мощных усилителей режима класса 2) построены на дорогостоящих лампах, которые имеют ограниченный срок службы, большие габаритные размеры и нуждаются в принудительном охлаждении. Этих недостатков лишено устройство получения амплитудной модуляции на основе быстродействующих полупроводниковых (транзисторных, тиристорных) ключей. Питающее напряжение Е, (г) при этом изменяется ступенчато. В момент пика 100%-ной модуляции (т,) все ключи модуляционного устройства включены (рис.6.36,а) и обеспечивают наибольшее напряжение Еа, х (рис.
6.36,6). В момент молчания (телефонная точка) включена половина ключей и Е„(~) = Еь е При! 00 '/-ной модуляции «вниз» (т ) все ключи выключены: Е,„(т) = О. Число ключей может достигать 48. На ключи от модулятора ШИМ подаются пачки импульсов разной длительности; тактовая частота %...80 кГц. Работой ключей управляет импульсно-кодовый модулятор (ИКМ). Использование тактовой частоты 50...80 кГц и недостаточная фильтрация ФНЧ на рнс. 6.35 и 6.36 приводят к увеличению уровня внеполосных излучений передатчика. Амплитудная модуляция с дополнительно изменяемой амплитудой несущей как средство повышения КПД известна давно.
Идея состоит в том, что при линейном детектировании громкость звукового сигнала на выходе приемника определяется напряжением суммы боковых полос АМ колебания и не зависит от амплитуды несущей. Следовательно, соответствие (пропорциональность) громкости звука на выходе приемника громкости сигнала, действующего на микрофон, можно сохранить, если пропорционально громкости звука менять амплитуду несущей. При этом существенно снижается потребляемая передатчиком энергия, затрачиваемая на создание несущей.
В простейшем варианте предложение не нашло применения, так как пропорциональное снижение амплитуды несущей приводит к дополнительным искажениям (детектор в режиме малого сигнала перестает быть линейным) и нарушается работа системы автоматической регулировки усиления приемника. Недавно было предложено регулировать амплитуду несущей в соответствии со статистическим распределением амплитуд радиовещательного сигнала, так называемое динамическое управление несущей. При этом наибольшей громкости передаваемого звукового сигнала соответствуют нормальная амплитуда несущей и 100 '4-ная модуляция.
При меньших напряжениях звукового сигнала соответственно уменьшается амплитуда несущей, что и обеспечивает экономию энергии питания передатчика, При глубине модуляции си = 0,5...1 дополнительные нелинейные искажения и нарушения работы АРУ не наблюдаются. Для наиболее вероятных значений амплитуд радиовещательного звукового сигнала (7п--(0,3...0,5)(~ „, поддерживается неизменная амплитуда несущей, вдвое меньшая ее нормальной величины (Г„= 0,5(7 „, Для менее вероятных малых амплитуд звука и пауз амплитуда несущей повышается до (0,7...0,8) (/ „„„что обеспечивает линейность детектирования и нормальную работу АРУ (рис. 6.37,а).
Зависимость потребляемой передатчиком (с анодной модуляцией и модулятором класса В) мощности от амплитуды гармонического звукового сигнала приведена на рис. 6.38, где кривая 1 соответствует классическому варианту анодной АМ без дополнительного изменения амплитуды несущей, а кривая 2 — рассматриваемому случаю с У = 0,5 323 «м/и яея у «/« «йг У « ' 4« У а) «яг/д, йг/йг Рнс. 6.37.
Графнкн нзменення амплитуды нвпрюкення несущей в завнснмостм от глубины АМ прн разных законах нзменення и Ь = 0,7. Видно, что в области наиболее вероятных значений амплитуд звукового сигнала потребляемая передатчиком мощность уменьшается примерно в 2„5 раза.
Для сравнения приводятся графики 3 и 4, где амплитуда несущей меняется по более простому закону с 2. = 0,8 и 0,6 соответственно. Существенно меньший выигрыш очевиден(рис. 6.37,6). Упрощенная схема реализации идеи динамического управления несущей приведена на рис. 6.39. Подобное решение может быть использо- Ре!Ь «генвнлл«е «лзаг- веглею «ег«еггя 324 Рнс.6.38. Графики эавнснмостей относнтельного нзменсння потребляемой каскадом мощности прн различных законах изменення амплнтуды несущей Рнс.
6.39. Упрощенная схема каскада перелвтчнка с анодной АМ н МУЗЧ с дополнительным устройсгвом управлсння амплитудой несу. щей вано при модернизации существующих мощных АМ вещательных передатчиков НЧ, СЧ, ВЧ. На рисунке кроме обычных каскадов показаны: устройство обработки звукового сигнала 1, устройство управления выпрямителем 2, сам управляемый (например, тиристорный) выпрямитель 3, питающий выходные наиболее мощные каскады трактов звуковой и радиочастот, а также устройство временной задержки 4 сигнала в основном тракте ЗЧ для компенсации инерционности выпрямителя и устройств обработки и управления. Существует много других способов повышения КПД радиопередатчиков. Так, предложенный еще в )930 г. А.М.Бонч-Бруевичем метод раздельного излучения несущей и боковых полос находит новое и более результативное применение в передатчике для совместимой системы однополосного вещания (см.
гл. 7). 6.9. ПРОХОЖДЕНИЕ БОКОВЫХ ПОЛОС ПРИ АМ ЧЕРЕЗ РЕЗОНАНСНЫЕ ГВВ. ВЛИЯНИЕ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ НА АЧХ Понятие частотных искажений введено в 9 6.!. Амплитудно-частотная характеристика передатчика т(й) при Уп = сопя! определяется и трактом звуковой частоты, и прохождением спектра АМ колебаний через фильтрующие и согласующие цепи радиочастотных каскадов, н другими причинами. Модулированное колебание состоит, как известно, из трех компонент: колебания несущей частоты и колебаний боковых полос.
Обычно анодные контуры настраиваются на несущей частоте в резонанс. Сопротивление контура для колебаний боковых частот становится комплексным (рис. 6.40), а его значение зависит от относительной расстройки о=к Р ф,. Очевидно, что характер частотных искажений сильнее выражен в длинноволновых (диапазоны НЧ и частично СЧ) и телевизионных (ОВЧ) передатчиках, где о достаточно велика (около 5...
! 0;4). В коротковолновых телефонных передатчиках о< ! 'А и искажения, связанные с прохождением боковых полос через колебательные контуры, могут быть не приняты во внимание. Представляется целесообразным ввести понятия коэффициентов модуляции тока(т,) и напряжения (т„). В самом деле, пусть известно уравнение модулированного тока !„= 1„„(! + т,совй!)совая! = 1„,совавв + + 0,5т„1ы,сов(ае + й)! + 0,5т„!„,сов( ав — й )ь Для а = а сопротивление анодного контура равно резонансному, т. е.
У,„, = Л,„,. Для слагаемых боковых полос сопротивление одиночного контура 325 Яккв А,„,(1 — /2о/Ь) х-«'«=„,т.',Г= — 'Тд —,«7 — =а-ю,"'Егг « ,х г — т* и ич «=Лд; н,=е«Т+ТЫФ; Е,а = агс«й (-2 о/Ь); «р,б — фазовый сдвиг колебания верхней боковой полосы (6. 37). Переходя теперь к модулированному напряжению и полагая, что зависимости Е, ж 1«(«ар+ й) и «р, = 1~ (аезй) симметрично расположены относительно несущей частоты, имеем и, = 1„тй,совая«+ 05т,14«1а«й,„,ехР(1 «Р,я) сов(а,+ й)«+ + 0,5т„1««1„Я,„,ехр(-1«р, )соя(«е — й)« = = У„, [1 4- т„соя(йу+ «р,б)]сода П Здесь У„ж 1а«,А,„,; т„= т, рг«.
Можно видеть, что глубина модуляции первой гармоники анодного тока т, не равна глубине модуляции анодного напряжения, причем т„ зависит от модулирующей частоты (рис. 6.41). Кроме того, сравнивая выражения для «, и и„убеждаемся, что огибающие модулированных напряжения и тока не синфазны, а сдвинуты между собой на фазовый угол «р, е (см. рис. 6.40).
Данное обстоятельство существенно для телевизионных передатчиков, где требования к фазовым искажениям весьма жесткие. Вместе с тем напряжение высокой частоты в любой момент модуляции совпадает по фазе с первой гармоникой анодного тока. Это означа- ие уа г «я х' ~а бе+к Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
