Шахгильдян В.В. Радиопередающие устройства (3-е издание, 2003) (1095866), страница 20
Текст из файла (страница 20)
Для моделирования каскада с анодной модуляцнейдатчик должен формировать напряжение анодного питания в виде Е, (7) = = Еат (! + лесов йу), где Е,„— напряжение анодного питания в режиме молчания; лс — коэффчциент модуляции. Для каскада с анодно-экранной модуляцией при бигармоническом возбуждении потребуются оба упомянутые выше датчика и датчик, формирующий модулированное напряжение на экранирующей сетке: е, = Е, (1 + лс, соз йг). 102 Во втором дополнительном блоке должны размещаться ММ измерительных приборов, измеряющих энергетические и качественные показатели функционального каскада (амперметры, вольтметры, ВЧ киловаттметры, измерители глубины модуляции, измерители нелинейных искажений и др.).
Что касается точности работы ММ функциональных каскадов, то при безынерционных ЭП она определяется в основном точностью сведений о ЭП, т.е. тем, насколько точно соответствуют СХ реальному прибору. Проверка соответствия результатов„ полученных от ММ и реального усилителя модулнрованных колебаннй с двухто- рце. 2.59, сгруктурнек схема новым равноамплнтудным испытатель- ыы Функционального кееным сигналом, показала, что расхождение энергетических показателей не превышает !...2%, а расхождение для коэффициента нелинейных искажений третьего порядка, измеренное методом двух тонов, не более 1,5 дБ (на уровне -36 дБ). 2.19. ГВВ С ТРАНЗИСТОРАМИ В КЛЮЧЕВОМ РЕЖИМЕ Генераторные транзисторы в современных передатчиках работают, как правило, с полным использованием по мощности, особенно в выходных каскадах.
Требование высокой надежности работы транзисторов в этих каскадах сводится прежде всего к выбору режимов, в которых токи и напряжения заведомо ниже максимально допустимых, а мощности рассеяния минимальны. Последнее требование — минимизация мощности рассеяния на транзисторах главным образом относится к БТ, однако н для ПТ оно не может быть излишним. Как показано в з 2.13 н 2.16, проблема минимизации рассеиваемой мощности на ЭП в ГВВ сводится, во-первых, к максимальному приближению формы импульсов коллекторного (стокового) тока и напряженна на коллекторе (стоке) к меанлру н, во-вторых, к созданию таких условий для транзистора, при которых он находится либо в состоянии отсечки, либо в состоянии насыщения. Реализация этих условий возможна, например, в ГВВ на БТ по схеме рис.
2.60д. Если в цепь базы подать большой ток возбуждения 1я, то прн сравнительно большом Я„транзистор будет находиться практически только в одном из двух состояний: отсечки нлн насыщения. Такой режим работы ЭП называется ключевым. Эквивалентная схема ГВВ 103 Сс Грт гет ' ссс Рн кв Рне. 2.бо. Схеме транзисторного ГВВ в ключевом Реанме имеет вид, изображенный на рис. 2.бО,б.
Здесь транзистор заменен ключом Кя с последовательно включенным т . В этой схеме в установившемся режиме через дроссель |,„течет неизменный по величине ток 1„е. При замыкании ключа ток 1„= 1кс + 1, устремляется через транзистор, на котором создается падение напряжения е, = 1„г . На этом интервале заряженный конденсатор Срт и нагрузка Е„включены параллельно источнику питания и дросселю. При размыкании ключа на коллекторе транзистора возникает напряжение си = Е„+ Ук ю Е„+ Е„1к (рис.
2.6),д). На этом интервале зарикенный дроссель включен последовательно с источником питания коллекторной цепи. Полагая, что импульсы коллекторного тока имеют прямоугольную форму (рис. 2.б)д) с углом отсечки 9, можно последовательность этих импульсов разложить в ряд Фурье: тк гк Р ск Ек сс в Рс Рне. 2ЛЬ Эпюрм токов и испрюкений в ключевом ГВВ !04 1, = 1„ (а, (6) + а,„ (6) сов со/ + а~ (6) сов 2а/ ... 1. Здесь л — номер гармоники; а (6) — коэффициенты разложения для прямоугольного импульса: а (6) = О/к; а„„(6) = 2 в!и О/лк. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока 1к, = /к а,„(6) при О = 90' имеет максимум н равна/,, = 2/< /к = 0,635 1„.
При этом от ГВВ можно получить наибольшую мощность на первой гармонике. Максимум же КПД по первой гармонике получается при О 65", т.е. при максимальном отношении азы (6)/а „(6) = в(пз(6)/О. Рассмотрим случай, когда угол отсечки коллекторного тока 6 = 900. Состояние насыщения имеет место, если 1„= Я е, . Составляющие коллехторного тока 1кв =!„= 1 ~2. Амйлитуда йапряжения на коллекторе 1/ = 1, „Я„= 1к Я„/2 = Е, — 1 ~„. Потребляемая коллекториой цепью мощность от источника питания (2,68) Рв = 1квЕк = Ек 1к,Р- Рассеиваемая на транзисторе мощность равна мощности потерь на сопротивлении Р = 1 кмгн,./2 = Р ек /Ек, (2.69) где коэффициент 1/2 учитывает, что 6 = 90О.
Для коллекторной цепи КПД (2.70) и, = (Рв- Р„, )/Р = 1 — ек,е,/Ек, Здесь полезной мощностью на нагрузке являются мощности всех гармоник коллекторного тока. В отличие от ранее употребляемого КПД, где в качестве полезной мощности учитывается только мощность первой гармоники и, = Р,/Р„, КПД, введенный в (2.701, будем называть электронным н обозначать и,. Расчеты показывают, что для современных БТ ек 1Ек ~ 0,03...0,1 и ц, 97...90/о, для ПТ с длинным каналом е /Е. 0,2...0,3 и ц., = 80...7(Р/о; для ПТ с коротким каналом ес,,/Е м 0,05...0,12 и и., ~ 95...88'/о.
При использовании ГВВ с ЭП в ключевом режиме в передатчиках необходимо, чтобы колебания в нагрузке были гармоническими, а нагрузка ЭП была бы резистивной, т. е. одинаковой для всех гармоник коллекторного тока. Такую нагрузку можно осуп;зствить по схеме, приведенной на рис. 2.62, где Я = Я„. Фильтр НЧ пропускает колебания 105 'ри Рнс. 2.62. Гснсратор с внешним возбужденном н нагрузкой в виде «валка (гнльтровв первой гармоники к нагрузке Яш фильтр ВЧ вЂ” все частоты, начиная со второй гармоники и выше, к балластному сопротивлению Яб. Определим мощность Рп отдаваемую ГВВ в нагрузку Я„.
Найдя амплитуды первых гармоник коллекторного тока 1», = 21» 1л и напряжения на коллекторе У»г = 4 У»1к = 4 (Е» — ек 1к), получим Р, = Укг1»,12 = 41 Е»(! -ег 1Е»)1гг'. (2.7!) По первой гармонике КПД т1„= Р,1Рв. Подставив в это выражение (2.7!) и (2.68), найдем з1в гс 8 (! — е, 1Е»)'лг = 0,8! г1з.
(2.72) Отсюда следует, что, хотя г1„, как правило, не выше, чем КПД ГВВ с резонансной нагрузкой (действительно, при т1, = 0,9 з)„ш 0,72), мощность, рассеиваемая на транзисторе в ключевом режиме, существенно ниже, поскольку здесь суммарная мощность гармоник второй и выше рассеивается на балластном сопротивлении. Режим возбуждения транзистора, работающего в ключевом режиме, выбирается обычно из условий получения 0 = 90' и прямоугольной формы импульса г,, Первое условие выполняется, если выбрать Ея м Е'в, второе — если выбрать коэффициент насыщения в цепи транзистора Ян = 5(я 11» равным 2...4. Другими словами, ток возбуждения 1я устанавливается в 2...4 раза больше, чем в граничном режиме. Максимальное напряжение на выходе транзистора будет Уя„= Е'я + 1в ге, а коэффицйент усиления по мощности Кр !з(1»1(Е я + 1в уб) Я примерно в Я„раз меньше, чем в граничном режиме.
При выборе Е» обычно исходят из условия е» = Е~ + У» < е„„и Ув < еаз (см. гл. ! !). Приведенные выше соотношения для мощности, КПД и Кр справедливы при работе ГВВ на сравнительно низких частотах (1р<7' ), где практически незаметно влияние ряда причин, осложняющих работу !06 ГВВ в ключевом режиме на высоких рабочих частотах. Рассмотрим влияние трех таких причин. 1. Потери иэ-эп инерииоиоости транзистора обусловлены тем, что переход транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения и обратно, строго говоря, занимает некоторое времж т„— для переднего фронта и т,э — для заднего фронта (среза).
В течение этих интервалов транзистор находится в активной областэ/, где потери, т.е. мощность, рассеиваемая на коллекторном переходе, больше, чем в режиме насыщения (см. рис. 2.61,6 внизу). Здесь всплески потерь на транзисторе отмечены цифрами 1. Среднее значение потерь из-за инерционности пропорционально времени, когда они имеют место: т„= т Ь + т ~. Приняв передний и задний фронты импульсов /к и (/к в виде прямых, найдем относительную мощность потерь в транзисторе: (2.73) Рп 3РО = 4т„/ЗТ. Здесь Т вЂ” период рабочей частоты ГВВ: Т = 1//к Максимальнря рабочая частота, при работе на которой зги потери будут не больше 3'/о, получается из (2.73): а ь 0,1 к/2т„.
2. Коммутативиые потери в ГВВ на транзисторах в ключевом режиме возникают из-за наличия в схеме ГВВ (см, рис. 2.60д) паразитных элементов С„и 2,„. Приведенная к выходу транзистора емкость С„почти равна емкости коллектор-база С„(см. рис. 2.41), поскольку С„ь С и С„ь С,. На интервале отсечки емкость С„заряжается до напряжения 2Ек — ек, а затем сразу после перехода транзистора в режим насыщения разряжается на сопротивление г„„. Вследствие этого в начале каждого импульса коллекторного тока возникает узкий разрядный импульс (/, (см. рис. 2.61,6), а на эпюре мощности потерь появляется дополнительный всплеск 2 (см. рис, 2.61,6 внизу).
Мощность потерь из-за емкости С„пропорциональна этой емкости, квадрату напряжения Е„и частоте появления всплесков, т.е. рабочей частоте /': Р'~,/Ре = 2/рС,~Е и/Ре = 2/рС„.К„. (2.74) Распределенная индуктивность монтажа коллекторной цепи Ь„проявляется в момент перехода транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки в виде всплеска напряжения (/, на этой индуктивности, Запасеннаа в Ь„энергия рассеивается при дозарядке конденсатора С„, а также на сопротивлении транзистора во время прохождения им активного состояния (на зпюре мощности потерь — всплеск 3).
107 Потери мощности из-за Е„пропорциональны величине индуктивности Е„, рабочей частоте1' и квадрату протекаемого тока 1к .' Рн 11 12 2 (2.75) Мощность Р"„„становится заметной на очень высоких частотах. Максимальные рабочие частоты, при которых относительные потери Р'„„„1Ре и Р"„„„~Ре оказываются около 3',4, могут быть найдены из выраженийв ь0,(1К„С„а ь0,! Я„/Е„. Возбуждение транзисторов, работающих в ключевом режиме, обычно производится гармоническим током с большой амплитудой, при которой импульсы (к имеют почти прямоугольную форму.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
