Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 29
Текст из файла (страница 29)
В схеме после- довательного возбуждения на рис. 2.13,б, главное достоинство которой — более высокое входное сопротивление, оказывается сильное взаимное влияние транзисторов, сильнее сказываются на режим их работы изменения внутреннего сопротивления источника возбуждения и параметров схемы — индуктивностей рассеяния трансформатора, индуктивностей выводов транзистора. Для создания нагрузки для предыдущего каскада, близкой к реэистивной, включают дополнительные ЬхерС р-элементы в цепи базы каждого транзистора (см. рис.
2.27,6). В предварительных и в предоконечном каскадах нагрузкои генератора является трансформированное входное сопротивление транзисторов следующего каскада с учетом дополнительных ЬхерСхер-элементов. В выходном каскаде нагрузкой служит специальная фильтрующая система в виде двух отдельных цепей — вилки фильтров, включаемых обычно параллельно.
Основная цепь — фильтр нижних частот (ФНЧ) — пропускает первую гармонику в основную нагрузку Л„и создает высокое входное сопротивление на частотах высших гармоник. Наоборот, дополнительная цепь — фильтр верхних частот (ФВЧ) — обеспечивает прохождение высших гармоник в дополнительную нагрузку Л„д „и создает высокое входное сопротивление на частоте первой гармоники. Возможно параллельное включение полосового и режекторного фильтров.
Однако при одинаковых требованиях к фильтрации они содержат большее число ЕС-элементов, сложнее в настройке и поэтому практически не применяются. В качестве основного и дополнительного фильтров используют фильтры Чебышева и Каузра (см. 1 3.10), которые проектируются таким образом, чтобы их результирующее входное сопротивление на основной частоте и на частотах высших гармоник было близко к реэистивному номинальному Я (ы) = Л зь (при нагрузке на номинальные нагрузочные сопротивления Л„Лзэрч и Лед „). Отклонения входного сопротивления относительно номинального определяются КБВф вилки фильтров, и поскольку основная нагрузка может также отклоняться от номинальнои согласно заданному КБВ„, то отклонения входного соп от аления вилки фильтров на частоте первой гармоники согласно (2.2) И сопроопределяютсд как КБВэ„= КБВ„КБВф.
Некоторые усложнения фильтрующей системы, выполняемой в виде вилки фильтров, окупаются относительно малой рассеиваемой мощностью в транзисторах, т.е. высоким электронным КПД ключевых генераторов с резистивной нагрузкой и, = 1 — Рх э„)Ре = (Рэ + 2, 'Р„)гРд, где Р е — мощность, потребляемая от источника коллекторного питания. Электронный КПД характеризует относительные потери мощности в транзисторе: Рх,к„)Ре = 1 — и,. В то же время КПД по первой гармонике 0~ = Р,(Рэ оказывается сравнительно невысоким иэ-эа потерь мощности высших гармоник в дополнительной нагрузке.
П и ри э~с = г„тс = х и гзы -ч 0 КПД гп = 0,81 (2.5), Однако в перв ю оче е ую уп о ае р дь важно снижение мощности, рассеиваемой на транзистора, н р х,что рощает их охлаждение и повышает надежность работы генерато тора, .128 129 допуская при этом некоторые потери мощности 1практически не более 10... 15 %) в дополнительном нагрузочном сопротивлении Л„лел.
Важно также, что ключевые генераторы с резистивной нагрузкой на биполярных транзисторах допускают значительные рассогласования по первой гармонике: при снижениях КБВ до 0,5 сохраняется ключевой режим работы транзисторов с высоким электронным КПД, а при более низких КБВ „, хотя транзисторы могут и выходить из ключевого режима, но сохраняется их работоспособность (благодаря резистивной нагрузке на частотах высших гармоник). Заметим, что применение системы двух параллельных фильтров незначительно усложняет конструкцию ВФС, поскольку число 1С-элементов дополнительного фильтра может быть меньше [1.44) и рассчитываются они на существенно меньшие токи и напряжения, чем ьС-элементы основного фильтра. Можно устанавливать фильтрующие системы с коэффициентом перекрытия по частоте Кг до 1,7...1,9, т.е.
близким к октаве (Ку = 2). Противоречивые требования широкой полосы пропускания с Кг — 2 и высокой степени фильтрации высших гармоник в основной нагрузке Ля удовлетворяются увеличением числа СС-элементов. При Ку > 1,7... 1,9 ставят переключаемые вилки фильтров на отдельные поддиапазоны*. Высокие энергетические показатели ключевых генераторов с резистивной нагрузкой реализуются лишь на относительно низких частотах. С ростом частоты сказываются инерционность транзисторов, влияние выходных емкостей и индуктивностей выводов транзисторов и т.д.
По этим причинам напряжение е (ы1) и ток 1„(ы1) не могут изменяться скачками, что ведет к появлению интервалов, когда транзистор находится в активном состоянии, и к дополнительным потерям мощности Р з в транзисторе. Увеличивая амплитуду возбуждения, т.е. степень насыщения транзистора, ценой увеличения мощности возбуждения и снижения Кг, можно уменьшать длительность активных этапов. Однако даже при гь -ч О, когда Рк» -ч О, в транзисторе остаются так называемые коммутативные потери Р„„,, обусловленные рассеиванием энергии, запасенной в емкости коллекторного перехода и индуктивностях выводов транзисторов. Кроме того, увеличение амплитуды возбуждения ведет к увеличению длительности г„„т.е.
расширению импульсов 1 (~А) и в двухтактных ГВВ к перекрытию. Для ключевых генераторов, выполняемых на современных биполярных транзисторах, при дополнительных потерях на активных этапах и коммутативных потерях, составляющих не более 5...10 % от общих потерь в транзисторе, частотные ограничения наступают на 10...20 МГц. В отдельных случаях, например при построении передатчиков декаметровых волн, такие генераторы строят до 30 МГц, допуская коммутативные потери и потери на активных этапах до 20...30 % от общих потерь.
* Если требования к фильтрации второй гармоники ниже, чем это обеспечивает непосредственно двухтактный ключевой ГВВ ( — 20... — 40 дб), то отдельные вилки фильтров можно проектировать на Кт, близкий к трем. Существенную роль в ухудшении энергетических характеристик играют индуктивности эмиттерных выводов, Переход к двухтактным ГВВ на балансных транзисторах, хотя и рассчитанных для работы в недонапряженном режиме в более высоком диапазоне частот (см. табл. 2.1), позволяет строить двухтактные ключевые ГВВ до приблизительно 60 МГц и выше.
Применение в таких генераторах полевых МДП-транзисторов оправдано при построении предварительных и предоконечного каскадов, а в оконечных каскадах только мощных широкодиапазонных передатчиков с суммированием большого числа модулей в мостовой схеме и с установкой переключаемых фильтров — диплексеров после нее (см. 1 2 7) Главное достоинство МДП-транзисторов — сохранение работоспособности с высокими энергетическими характеристиками при существенно больших рассогласованиях нагрузки 1см. ниже), хотя по частотным свойствам они уступают биполярным (иэ-за относительно больших коммутативных потерь). Поэтому по энергетическим показателям такой класс генераторов на МДП-транзисторах уступает генераторам с фильтровой нагрузкои и с формирующим контуром. Ключевые генераторы с фильтровой нагрузкой. В двухтактном исполнении такие генераторы появились самыми первыми, и, наоборот, возможность их реализации в однотактной схеме была показана сравнительно недавно.
Как ключевые генераторы с резистивной нагрузкой, данные генераторы могут эффективно работать на частотах до 10...30 МГц, на которых еще не сильно проявляется шунтирующее действие выходных емкостей транзисторов и сопротивления индуктивностей выводов.
В то же время однотактные генераторы с фильтровой нагрузкой содержат отрезок линии с электрической длиной Л/4. Очевидно, что на частотах ниже 10...30 МГц геометрическая длина линии получается недопустимо большои. Поэтому однотактные генераторы целесообразно применять, во-первых, при работе на фиксированных частотах и, во-вторых, в диапазоне от 10... 30 до 50., 60 МГц (если еще не сильно сказывается выходная емкость транзистора), где практическая реализация двухтактных генераторов с фильтрующими контурами может быть более затруднена иэ-за сильного влияния индуктивностей выводов транзисторов и неидентичности их параметров.
В ключевых генераторах с фильтровой нагрузкой происходит преобразование мощности Рэ, потребляемой от источника питания, в колебательную мощность только первой гармоники Р1 без дополнительных потерь мощности высших гармоник, т.е. КПД по первой гармонике и электронный КПД совпадают и могут приближаться к единице. В то же время данные ключевые генераторы, содержащие резонансные колебательные цепи, требуют более тщательного согласования с нагрузкой. Сначала рассмотрим особенности построения двухтактных ключевых генераторов с фильтрующими контурами, Двухтактные генераторы с последовательным фильтрующим контуром на транзисторах одного типа проводимости выполняются по той же схеме, что и двухтактный генератор ПН с резистивной нагрузкой, только здесь сопротивление Л„ 130 131 '»» К» Рк Енине ек й 4) ск сн Ек Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
