Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 22
Текст из файла (страница 22)
с| = а„. Для того чтобы при работе транзистора с отсечкой тока напряжение на коллекторе Было близко к гармоническому, сопротивление контура.на частоте высшей гармоники, определяемое приближенно емкостью ааа П Рм 1Г ~~а сг~г„ йа ~аа-4аа 4ак см Н та баа /так ба 4) Ряс.
Э.1 с раа к ~Ь' „! ~У,„„Т „! ак„(д) 1 < Оа06...0,1, !и„,! ~б...Тк,! о,(В) г -Уп(С+Сз )Л.„ где аа1(с), ос(р) — коэффициенты разложения косинусоидального импульса тока а' (асХ). В частности, при угле отсечки б = 90' и и = 2 минимальная емкость контура ограничивается неравенством .Як = 1ааакГ|Р = 2кГ(С+ Савах)апаса > 2 ° ° .4 (2 1) поскольку са1(90а) = 0,5 и оа(90') = 0,212. Таким образом, добротность нагРУженного паРаллельного контУРа Як ка ЯакагР должна быть не ниже 2...4. Если сопротивление нагрузки Лк отличается от номинального Л,, к в качестве трансформаторов применяют Г-, Т- и П-цепочки в виде фильтров нижних частот (ФНЧ), в отличие от обычных ФНЧ, обеспечивающих трансформацию сопротивлений (проектирование Г-, Т- и П-цепочек рассмотрено в з 3.2). Каждая цепочка содержит одну-две индуктивности в продольных ветвях и одну-две емкости — в поперечных.
П ри этом, во-первых, они обеспечивают лучшую фильтрацию высших га— рмоник, чем если бы выполнялись в виде ФВЧ. Во-вторых, ЦС на основе ФНЧ проще выполнить конструктивно: на частотах примерно до 15 ГГц — в виде сосредоточенных ЕС-элементов, а на частотах выше 100...300 МГц — на распределенных структурах, например на микрополосковых (несимметричных полосковых) линиях с электрическои длиной меньше Л/4 В-третьих, при структуре ФНЧ выходная емкость Ск~ | | и индуктивности выводов Е кь„, транзисторов достаточно просто включаются в ьС-элементы трансформирующих цепочек или образуют дополнительные Г-цепочки. Примеры использования Г- и П-цепочек в качестве коллекторной цепи транзистора показаны на рис. 2.1,б,в.
На рис. 2.1,бГ-цепочка, состоящая из (С1+Сьь,„) и Ьы понижает нагрузочное сопротивление йк < й = й,к. Переход к П-цепочке на рис. 2.1,в г акь = 1аг[32к,Гп(С+ Саы„)), должно быть много меньше, чем его сопротивление на основной частоте как = зэк = Як. Допуская уровень высших гармоник напряжения не более 5...10 %, получаеы 96 97 6 Р . Э.Э Рис. а.э 98 (при этом добавляется еще емкость Сэ) позволяет как понижать, так и повышать нагрузочное сопротивление (Лд < Ль„). На рис.
2.2,а,бпоказано включение однои и двух Г-цепочек на входе транзистора (на рис. 2.2,б при С1 — — 0 на входе будет Т-цепочка). Они повышают Л „> Л„, где ˄— нагрузочное сопротивление, равное резистивной составляющей входного сопротивления транзистора. В то же время Т-цепочка (на рис. 2.2,б при С1 —— О) может трансформировать нагрузочные сопротивления в обе стороны (Л и ~~ Лд). На практике также применяют Т-цепочку, показанную на рис. 2.2,е, состоящую из двух емкостей С1 и Сэ и индуктивности Гы в качестве которои может использоваться индуктивность монтажа и вывода транзистора.
Хотя такая цепь обеспечивает несколько худшую фильтрацию высших гармоник, подстроикой емкостей СГ и Сэ легко осуществляется трансформация сопротивлений Л и Л„в широких пределах. Согласующие Г-, Т- и П-цепочки обеспечивают трансформацию резистивных сопротивлений на фиксированной частоте / = сопз~. Практически коэффициент перекрытия по частоте Ку генераторов с такими ЦС может составлять не более 1,1...1,2. При больших Ку ЦС выполняют в виде ФНЧ-трансформаторов (см. подробнее об этом в 1 3.2), которые представляют последовательное соединение нескольких Г-цепочек. ФНЧ-трансформатор обеспечивает, как и в Г-, Т- и П-цепочках, не обязательно дискретную трансформацию резистивных сопротивлений Л„и Л„, с некоторьГм рассогласованием ЬЯПП (т.е. сопротивление Л„трансформируется в У „= Йь„+ ЬЯ „) в заданнои полосе частот /„.../з.
Чем больше коэффициент трансформации г = Л „/Ла отличается от единицы, чем меньше допустимое значение ЬЯ „/Л„и чем шире полоса пропускания, тем большее число Г-цепочек требуется, т.е. сложнее оказывается схема ФНЧ-трансформатора и труднее его настройка. Кроме того, при больших коэффициентах трансформации величины ЕС- элементов в соседних цепочках начинают сильно различаться и поэтому труднее практически реализуются. Поэтому при больших коэффициентах трансформации г » 1 и г « 1 целесообразно последовательно включать широкодиапазонный трансформатор с магнитными связями (либо трансформатор на линиях), осуществляющий основную дискретную трансформацию Г1 = 4; 9; 25;...
или гà —— 1/4; 1/9; 1/25;... и ФНЧ- трансформатор на однои или двух Г-цепочках для дополнительной, не обязательно дискретной, трансформации сопротивлений гэ = г/г,. В большинстве случаев ФНЧ-трансформаторы удобно использовать как ЦС в каскадах транзисторных генераторов. Примером явля- ется схема на рис. 2.3,а, где две Г-цепочки могут представлять ФНЧ- трансформатор, обеспечивающий трансформацию относительно низкого входного сопротивления второго транзистора в сравнительно высокоомное нагрузочное сопротивление Л „ первого транзистора. Аналогично можно использовать ФНЧ-трансформаторы в качестве входных и выходных ЦС (см., например, рис.
2.1,би 2.2,6). Единственная трудность возникает при использовании ФНЧ-трансформатора в выходной цепи, когда требуется повышать нагрузочное сопротивление Л„> Л „. В этом случае включают два ФНЧ трансформатора (рис. 2.3,б). Первый ФНЧ- трансформатор на Г-цепочке из емкости С1 и индуктивности 11 понижает нагрузочное сопротивление Л„' < Л „. Второй — на ЦС*Е*С' — осуществляет трансформацию сопротивления Л,", вверх до заданного значения Л„. Поскольку в реальнои схеме индуктивности ЬГ и Ь' объединяются в одну, а емкостью С| может являться выходная емкость транзистора С„,„, то внешне получается один ФНЧ-трансформатор.
В то же время блокировочный дроссель Тс следует подключать между Ь1 и Тэ в точку с минимальным высокочастотным напряжением (поскольку Л*„< Л; Л„). С ростом частоты вычисленные индуктивности Ьрп,„согласующих Г-, Т- и П-цепочек или ФНЧ-трансформаторов оказываются малыми, что затрудняет их практическую реализацию. В узкодиапазонных генераторах с Ку < 1,1... 1,2, и в первую очередь в генераторах, работающих на фиксированной частоте (Ку = 1), можно увеличивать индуктивности до конструктивно выполнимых величин Ье = 20..30 нГн. При этом ДополнительнУю инДУктивность 1д „вЂ” — Т.г.
— Ьрпп„Достаточно скомпенсиРовать последовательно включенной емкостью Сддд — — 1/(2т/)пГ',д „, настроенной с неи в резонанс (рис. 2.4). Очевидно, чем болыие Т, тем меньше Сд „, тем более резонансной (узкодиапазоннои) становится ЦС и тем больше в ней потери, но при этом возрастает фильтрация высших гармоник. Примеры модульного построения двух- и трехкаскадных узкодиапазонных усилителей ~ПППП ~дПП ПППП мощности на базе однотактных генераторов с ° П ° - ° - Г.,Г- ° П. ' $ бу чек в гибридно-интегральном исполнении даны в [1.5).
Дяухтактные генераторы. В диапазоне Рис. 2.4 частот до 30...100 МГц переход к двухтактным г1 Д я„-я„!г Рис. 2.в ГВВ в первую очередь обусловлен возможчостью перевода транзисторов для работы с отсечкой тока коллектора (стока) в режиме класса В (О = 90') и тем самым повышения КПД при сохранении гармонического напряжения на выходе без включения фильтрующих 1.С-цепей.
В диапазоне 100...2000 МГц переход к двухтактным ГВВ на балансных транзисторах позволяет резко снизить обратную связь, обусловленную индуктивностью общего вывода транзистора. Поэтому двухтактное построение ГВВ как в оконечных, так и в предоконечных и предварительных каскадах передатчиков применяют при уровнях мощности, начиная с 1...10 Вт на частотах до 1...2 ГГц. Наиболее просто двухтактные генераторы выполнять на комплементарных транзисторах (с разным типом п-р-п и р-п-р-проводимости), поскольку отпадает необходимость установки фаэовращателей на 180' на входе и на выходе одного из транзисторов.
В этом случае транзисторы включаются параллельно по переменному току по входу и по выходу. Однако из-эа определенных технологических трудностеи нельзя сделать радиочастотные р-п-р-кремниевые биполярные транзисторы с параметрами, близкими к параметрам п-р-п-транзисторов, в частности оказываются существенно различными температурные зависимости их основных параметров. Промышленностью выпускается ограниченныи набор мощных комплементарных биполярных транзисторов (КТ904-КТ914) и др. [1.2-1.4)). В связи с этим мощные двухтактные генераторы радиочастот строят на транзисторах одного типа проводимости. Помимо получения необходимых фазовых сдвигов 180' первостепеннои проблемои в двухтактных ГВВ на радиочастотах является обеспечение короткозамкнутои нагрузки на частотах четных гармоник Хзкь(пш) ч 0 при и = 2,4,...
Это требование является решающим и определяющим построение двухтактных ГВВ: на частотах приблизительно до 100 МГц их строят на обычных транзисторах и широкодиапазонных трансформаторах, а на частотах приблизительно от 100 до 2000 МГц — на балансных транзисторах и ЕС-элементах в качестве ЦС. Сперва рассмотрим построение двухтактных ГВВ на широкодиапаэонных трансформаторах. В простейшем случае на входе и выходе одного из транзисторов надо установить фазовращатели на 180', которые обычно выполняют на трансформаторах 1:1, а для сохранения симметричной работы — аналогичные трансформаторы 1:1, но без поворота фазы на входе и выходе другого транзистора.
При таком построении выходные трансформаторы должны обеспечивать трансформацию 1:1 не только на основной частоте, но и на частотах высших гармоник. Следовательно, их верхняя граничная частота должна быть в 7 .. 10 раз выше верхней рабочей частоты ГВВ. Поэтому на практике двухтактные генераторы строят по-иному. В схеме рис. 2.5, выполненной на трансформаторах с магнитными связями, благодаря тому, что у Т2 первичные обмотки размещены на общем магнитопроводе и средняя точка по радиочастоте соединена с корпусом блокировочным конденсатором Свлз, эквивалентная нагрузка в коллекторнои цепи для каждого транзистора по четным гармоникам близка к нулю.
При работе транзисторов в режиме В (угол отсечки 90') в импульсах коллекторных токов отсутствуют нечетные гармоники, а четные закорачиваются с помощью Т2, и напряжения на коллекторах и в нагрузке оказываются близкими к гармоническому. Входной трансформатор Т1 обеспечивает аналогично параллельное включение транзисторов по входу Рассмотрим построение двухтактных генераторов на трансформаторах- линиях (рис. 2.6). В коллекторной цепи трансформатор Т2 симметрирует напряжения основной частоты на коллекторах транзисторов и обеспечивает замыкание четных гармоник коллекторных токов с возможно малым сопротивлением, а трансформаторы ТЗ осуществляют переход к несимметричной нагрузке. В схеме рис. 2.6,а коллекторное питание подается через блокировочные дроссели Ьвл, в схемах рис. 2.б,б;в — через проводники трансформатора Т2.
100 101 Поскольку постоянные составляющие коллекторных токов должны быть примерно одинаковыми, а через проводники Т2 они протекают в противоположных направлениях, то создается только незначительное дополнительное подмагничивание в магнитопроводе Т2. В схеме рис. 2.6,а для подключения нагрузки к коллекторам транзисторов используется трансформатор-линия ТЗ с волновым сопротивлением Я,з = Ле = Л„/2 и продольным напряжением на ней Бг„р — Ух и током 1 = 1„= 1 н Однако такая схема применима лишь тогда, когда транзисторы расположены достаточно близко друг к другу либо как, например, балансные транзисторы — в одном корпусе. Если же расстояние между ними велико, так что сопротивление индуктивностеи проводников, соединяющих коллекторы транзисторов с входными зажи- О) Р) мами ТЗ, соизмеримы с Л„, схему дополняют линиями ТЗа „и ТЗк „, заменяющими эти проводники.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
