Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1092038), страница 123
Текст из файла (страница 123)
Под оптимальным режимом следует понимать такой, для которого при прочих равных условиях достигается минимальное значение вероятности ошибки. В канале синхронизации дисперсия флуктуации фазы имеет вид Р, соя~ (гр/2) Р, соя~ (гр(2) 1, 2 ( м 12 1 (О+ ) Заметим, что когда значение Д велико по сравнению с й, то г (Р„К).„= 1Яйгд. 625 Влиянием ошибок синхронизации на вероятность ошибки Р, (Ьр), как ранее указывалось, можно пренебречь при оя < 0,2...0,3. Поэтому, если допустить, что на передачу информации отводится большая часть мощности сигнала, то рассматриваемый способ формирования синхросигнала можно 1 применять при Д= — ~ 1О.
Это означает, что полоса пропускания Р Т, фильтра Р' в канале синхронизации должна быть существенно меньше ши- рины спектра информационного сигнала. В противном случае помеха, соз- даваемая ФМ сигналом, делает прием неэффективным. Оптимальное соот- ношение между мощностью синхросигнала Р и полной мощностью сигна- ла Р, с учетом ошибок, вносимых системой синхронизации, можно оценить по формуле 9. Радиотехнические системы передачи информации Использование части мощности сигнала на синхронизацию приводит к потере помехоустойчивости.
Этого можно избежать, если выделить синхросигнал непосредственно из принимаемого путем нелинейного преобразования. В зависимости от этой процедуры различают три вида схем: — с квадратичной нелинейной обработкой сигнала (схемы Пистоль- корса, Сифорова); — ФАПЧ с квадратурными каналами (схема Костаса); — с обратной связью по решению. Для схемы с квадратичной обработкой (рис. 9.52, а) получаемый на выходе нелинейного элемента сигнал будет содержать гармонику частоты 2УФ которую можно отфильтровать полосовым фильтром (схема Пистоль- корса) или ФАПЧ (схема Сифорова), Разделив эту частоту на 2, получим частоту Д. Поскольку во всяком нелинейном элементе при малом отношении сигнал — помеха помеха подавляет сигнал, то перед устройством возведения в квадрат желательно включить фильтр.
Принципиальный недостаток этой схемы, как, впрочем, и всех других,— неоднозначность оценки фазы: изменение фазы входного сигнала на к не отражается на фазе выходного сигнала. Следствием этого является так называемый эффект обратной работы (инверсия принятой последовательности символов). Для устранения обратной работы используется относительная фазовая модуляция. В схеме Костаса (рис. 9.52, б) входной сигнал раскладывается на две квадратурные составляющие: Аох,соз(Ф(1)) и Аох;з1п(Ф(г)), которые затем в Вход Выход ФД ФНЧ, в Рис, 9.52. Структурные схемы устройств фазовой синхронизации с квадратичной нелинейной обработкой модулированного сигнала (а), с квадратурными каналами (б) и обратной связью по решению (в) 62б 9.7. Синхронизация в системах передачи дискретной информации результате умножения дают напряжение, пропорциональное Аезш(2фх)) Этим напряжением, предварительно отфильтрованным низкочастотным фильтром ФНЧз с характеристикой Кз(1), генератор управляется по частоте так, чтобы свести к минимуму фазовое рассогласование <р(~).
Оптимальная форма частотной характеристики ФНЧ, К~Ц ), минимизирующая погрешности измерения фазы д(~), определяется спектральными плотностями полезного сигнала на входе фильтра О( 1') и шума зц( Т). Прн белом шуме (9.30) 2 б(7')=зоТ к7 Т, где б27 Из (9,30) следует, что при малой спектральной плотности мощности шума фильтр ФНЧ, практически не нужен, а при большой он должен быть согласован с входным сигналом.
Для этих двух крайних случаев дисперсия флуктуации фазы о~ = НЯЬ') и о'„= 3/(4ДЬ') и определяется отношением сигнал — шум и параметром Д. Схема с квадратичной обработкой и схема Костаса при отсутствии частотных нестабильностей несущей обладают одинаковой точностью оценки фазы у.
Однако схема Костаса проще и технологичнее, так как в ней отсутствуют полосовые фильтры. Кроме того, при частотных сдвигах несущей, например обусловленных эффектом Доплера, точность оценки фазы в этой схеме выше, потому что фильтрация сигнала осуществляется после отслеживания частоты в более узкой полосе. Неоднозначность отсчета фазы в схеме сохраняется. Дальнейшего улучшения характеристик УФС можно достичь, если при формировании опорного сигнала использовать демодулированные посылки.
Такое устройство, называемое УФС с обратной связью по реиеенинз (рис. 9.52, в), позволяет получать минимальную дисперсию ошибок в оценке фазы, так как все операции над сигналом при малой вероятности ошибки на символ в схеме линейны. Задержанный принимаемый сигнал перемножается с восстановленными посылками, и затем получаемый гармонический сигнал несущей частоты фильтруется с помощью системы ФАПЧ. В момент включения УФС, когда фазы опорного и принимаемого сигналов не совпадают, посылки восстанавливаются с большими искажениями, но по мере уменьшения фазового рассогласования их достоверность растет и схема входит в режим синхроннзма.
Как и все предыдущие схемы, УФС с обратной связью по решению обладает неоднозначностью отсчета фазы. 9. Радиотехнические системы передачи информации 9.7.3. Тактовая синхронизация модемов Для обеспечения оптимального приема дискретных сигналов необходима тактовая синхронизация (ТС) демодулятора приемника относительно потока поступающих на вход посылок. Тактовые импульсы (ТИ), временное положение которых совпадает с моментами окончания посылок, управляют работой интеграторов при корреляционной обработке сигнала или используются для снятия отсчета напряжения с выхода согласованных фильтров. При неоптимальном приеме ТИ используются при регенерации посылок. Помимо этого, ТС необходима тогда, когда квазисинхронные потоки символов разных источников объединяются в один поток. Поскольку при случайном характере передаваемой информации спектр радиосигнала сплошной и расположен в области несущей частоты, то он не содержит составляющей тактовой частоты.
Поэтому для обеспечения ТС сигнал должен быть соответствующим образом обработан. Необходимо отметить, что информацию о тактовой частоте в СПИ с простыми сигналами можно выделить только из сигнала, в котором модулирующие посылки меняют свое значение. Сигнал, модулированный посылкой одного знака, информации о тактовой частоте не несет.
Чтобы предотвратить появление длинных последовательностей одного знака, часто используют специальные устройства рандомизации потока. Например, в кодере СПИ с ОФМ выходные символы у, связаны с входными х, соотношением у;=у; 19хь при этом последовательности одного знака преобразуются в меандр. При создании устройств тактовой синхронизации (УТС) необходимо найти алгоритм, обеспечиваюший наилучшую (в смысле выбранного критерия) оценку временного положения сигнала.
Из теории оценок известно, что эта задача сводится к определению максимума функции правдоподобия Л(т). Максимум функции Л(т) можно найти устройством с параллельным анализом на интервале неопределенности (О, Т,) или с последовательным (следящие УТС). Первый тип устройств позволяет определять т за минимальное время, однако из-за сложности реализации применяется редко. В следящих УТС в произвольной точке вычисляется значение произ- дЛ(т) водной функции правдоподобия — (иногда еще дополнительно знадт чение Л(т;)), а затем по этому значению в решаюшем устройстве оценивается наиболее вероятное положение максимума Л(т;) = шах.
Следующее вычисление проводится в точке, которая позволяет оценивать положение максимума с наибольшей достоверностью. Ею могла бы являться координата максимума функции Л(т). Однако система слежения в этой точке оказывается нечувствительной к изменению временного положения входного б28 9. 7, Синхронизация в системах передачи дискретной информации дЛ(т) сигнала, так как = О.
Поэтому целесообразно следить за точкой, т=ч где производная дЛ(т)/дт и значение Л(т) достаточно большие. Если передаваемый сигнал известен, то определение Л(т) заключается в нахождении модуля функции взаимной корреляции принимаемого сигнала и опорного, В СПИ это принципиально невозможно, так как передаваемая информация носит случайный характер.
При этом оптимальный алгоритм вычисления Л(т) оказывается слишком сложным и его целесообразно применять лишь для получения оценок потенциально достижимой точности измерения фазы, На практике используют квазиоптимальные алгоритмы, реализуемые на базе демодулятора посылок без синхронизации. Сигналы с выходов согласованных фильтров детектируются и их разность затем подается на решающую схему (РС). Момент смены знака содержит информацию о фазе тактовой частоты. В качестве примера рассмотрена работа демодулятора двоичных ЧМ сигналов (рис, 9.53, а). В отсутствие шумов сформированные импульсы ТС имеют постоянный временной сдвиг Т,(2 относительно тактовых импульсов посылок (рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
