Radiolokacionnye_sistemy_SFU_elektronnyy _resurs (1021137), страница 26

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 26)

Вычислить отношение сигнал/шум по мощности на выходеСФ при приёме когерентной пачки из 5 радиоимпульсов длительностью 10мкс и мощностью 0,5 Вт вместе с белым шумом, выделяющим мощность 1Вт на сопротивлении 1 Ом в полосе шириной 1 МГц. Радиолокационные системы. Учеб.150ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ4.3.3. ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ И СОГЛАСОВАННЫЕ С НИМИФИЛЬТРЫФазоманипулированный сигнал – совокупность сомкнутых парциальных радиоимпульсов j = 1, 2,..., n, имеющих одинаковые мгновенную частотуколебаний f0 и длительность τ0 при ограниченном числе возможных сдвиговфаз φq(q = 0, 1, ..., Р–1) относительно опорного синусоидального колебаниячастоты f0.

Закон изменения начальных фаз называют кодообразующей последовательностью.При равномерном расположении значения начальных фаз φq пропорциональны p-ричным цифрам q:φq =2πq.р(4.26)Наиболее распространенными являются ФМ-сигналы, составленные подвоичным (p = 2) 0,π кодам: Баркера и M-кодам. Особенность кодов Баркеразаключается в том, что они обеспечивают постоянный уровень боковых пиков сигнала на выходе согласованного фильтра (рис. 4.35).Уровень боковых пиков, нормированный к уровню главного пика по напряжению, составляет 1/n. Эта характеристика, как будет показано в дальнейшем, имеет важное значение при оценке качества разрешения сигналов и обработке сигналов от целей, находящихся на различных дальностях от РЛС.W(t)1x(t)СФДW(t)1/ntРис. 4.35.

Согласованный фильтр ФМ-сигнала и вид сигнала на его выходеКоды Баркера известны для следующего числа n элементов кодообразующей последовательности: n = 3, 4, 5, 7, 11, 13. Радиолокационные системы. Учеб.151ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3.

СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВn34571113qi (j=1,n) Коды Баркера0010010000100001101000111011010000011001010M-коды получают на основе линейной рекуррентной операции:qj = k1qi–1 + k2 qi–2 + ...km qi–m, (mod 2),где qj – кодообразующая последовательность ( j = 1, 2, 3, ...);k1,k2,...,km – постоянные коэффициенты, равные 0 или 1.(4.27)Рекуррентная операция для получения кода очередного парциальногоимпульса предусматривает умножение предыдущих цифр на постоянную величину и их последующее сложение по модулю 2 (mod 2). Используемыеоперации имеют следующий вид:0 + 0 = 0; 0 + 1 = 1; 1 + 1 = 0; 1 · 1 = 1; 1 · 0 = 0; 0 · 0 = 0.Максимальная длительность получаемой при этом последовательностисодержит n = 2m – 1 элементов, после чего повторяется.В общем случае M-коды могут быть получены для любого p (рис. 4.36).Нач.

знач.Вых.qK1q1K2 . . . . .qm-1KmΣ mod pРис. 4.36. Схема формирования M-кодовЭлементы последовательности выдаются рекуррентно устройством ввиде линии задержки с M-отводами, к которым подключены умножители исумматор (вес «по модулю p»). Линия задержки может быть заменена цифровым регистром со сдвигом. При p = 2 умножение на ki сводитсяк неподключению или подключению i-го отвода к сумматору. Радиолокационные системы. Учеб.152ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВАмплитуду ФМ-сигнала с манипуляцией 0, π можно записать в виде=x (t )n −1∑ q x ( t − iτ ) ,i0(4.28)0i =00 ≤ t < τ01,где x0 ( t ) = – амплитуда первого парциального импульса;t<t≥0,τ0,0qi = ±1.Ширина спектра ФМ-сигнала определяется длительностью парциальногоимпульса П = 1/τ0.

АЧС |G(f)| такого сигнала показан на рис. 4.37.|G(f)|2/τи2/τ0fРис. 4.37. Спектр ФМ-сигналаНа рис. 4.37 для примера дополнительно приведен АЧС одиночноговидеоимпульса длительностью τи. Для синтеза СФ с ФМ-сигналом воспользуемся временным методом (т. е. импульсной характеристикой). РассмотримФМ-сигнал кодом Баркера для n = 7 (рис.

4.38).x(t)τ0τиtτи = nτ0Рис. 4.38. Код Баркера для n = 7ФМ-сигналы обозначают следующим образом:Начальная фаза000ππ0πКодообразующаяпоследовательность0001101Обозначения+1+1+1––1––1+1––1 Радиолокационные системы. Учеб.153ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВПредставим графически ФМ-сигнал и импульсную характеристику согласованного фильтра так, как показано на рис.

4.39.x(t)τ0kсогл(t)τиРис. 4.39. Графическое представление ФМ-сигналаи его импульсной характеристикиФильтр с такой импульсной характеристикой может быть построен налинии задержки с отводами и общим сумматором (рис. 4.40, а). Причем частьотводов подключается к сумматору через инверсные каскады. Выходное напряжение сумматора подается на оконечный фильтр, согласованный с парциальным радиоимпульсом длительностью τ0 = τи/n.Процесс согласованной фильтрации поясняется рис. 4.40, б, в: на рис.4.40, б показан результат когерентного суммирования, а на рис.

4.40, в – выходное напряжение фильтра. Наблюдается эффект сжатия. Прямоугольныеогибающие парциальных радиоимпульсов, пройдя через согласованный с ними оконечный фильтр, переходят в ромбовидные. Длительность сжатого радиоимпульса на уровне 0,5 составляет величину τи/n = τ0 ≈ 1/П, где П – ширина спектра ФМ-сигнала.Рассмотренные закономерности фильтровой обработки простейшегоФМ-радиосигнала сохраняются и для других радиосигналов с более сложными законами фазовой манипуляции.Таким образом, ФМ-сигналы сжимаются по времени на выходе СФ, чтодаёт возможность улучшить разрешающую способность РЛС по дальности иотношение сигнал/шум. Степень сжатия и выигрыш в отношении сигнал/шумопределяются произведением n = Пτи, называемым базой сигнала.Действительно, если мощность помехи на входе фильтра равна Рп, аеё спектр равномерно распределен в полосе частот сигнала, то спектральнаяплотность помехиN0 =Pп.ПСредняя мощность сигнала, имеющего длительность и энергию Е, навходе фильтраPc =E.T Радиолокационные системы.

Учеб.154ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВОтношение сигнал/помеха по мощности на выходе фильтра определяется равенством2qвых=2E.N0Выразив Е и N0 через Рс и Рп соответственно, получим2=qвых2 PTРсc П=2n.РпРп Радиолокационные системы. Учеб.155ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВx(t)(n–1) τи/n–1a)U(t)–1 τ U t − и  nU–1τ U t − ( n − 1) и nΣОконечный фильтрU(t)б)W(t) τ U t − и n 2τ U t − и n n −1 τUt −n и n−1i =UΣ ∑ U  t − τи n i =0UΣ(t)0tв)W(t)0tРис. 4.40. Процесс оптимальной фильтрации ФМ-сигнала:а – согласованный фильтр ФМ-сигнала (кода Баркера для n = 7);б) результат когерентного суммирования; в – выходное напряжение фильтра Радиолокационные системы.

Учеб.156ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ4.3.4. ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫИ СОГЛАСОВАННЫЕ С НИМИ ФИЛЬТРЫЛЧМ-радиоимпульс описывается выражениемπ∆f x ( t ) cos  2πf 0t +x (t ) = τи0 τи t − 2 2 0 ≤ t ≤ τи,0 > t > τи.(4.29)Мгновенная частота импульса f(t) изменяется по линейному закону(рис.

4.41):1 d π∆f=f (t ) 2πf 0t +τи2π dt 2 τи   t − 2=   τ π∆ 2 f  t − и 2πf∆f  τ и 2= 0+=+f0t − ,τ и 2π2πτ и2(4.30)где Δf – девиация частоты; в пределах импульса частота изменяется от∆f∆ff0 −до f 0 +.22f(t)f0 +Kсогл(t)∆f2x(t)f0f0 −∆f20τи2τиtРис. 4.41. Закон изменения мгновенной частотыДля синтеза согласованного фильтра (СФ) изобразим вид сигналасоответствующую ему импульсную характеристику (рис. 4.42). Радиолокационные системы. Учеб.и157ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВx(t)0kсогл(t)tτиКсогл(t)δ(t)CФ0tз(ƒ)tτиРис.

4.42. Вид ЛЧМ-радиоимпульса и соответствующая емуимпульсная характеристикаИмпульсная характеристика фильтра ЛЧМ-сигнала представляет собой ЛЧМ-колебание, зеркальное сигнальному.Рассматривая в соответствии с интегралом Фурье δ-функцию как наложение радиоимпульсов различных частот, можно утверждать, что СФ должен осуществлять разную задержку различных групп частот. В частности,приведенная на рис. 4.41 Kсогл(t) соответствует случаю, когда низкие частотызадерживаются на большее время, нежели высокие.При анализе формирования их фильтра удобно использовать понятиегрупповое запаздывание.В спектре воздействующего на фильтр напряжения (например, δ(t) или∆П∆ПЛЧМ) выделим группы близких по частотам υ −< f <υ +, одинако22вых по амплитудам колебаний, образующих при сложении групповые радиоимпульсы следующего вида (рис.

4.43):υ+∆П2∫υ−e j 2πft dt =∆П2sin π∆Пt j 2πυ te.πt(4.31)g(f)ΔП0vfРис. 4.43. К анализу формирования импульсной характеристики фильтра Радиолокационные системы. Учеб.158ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВВ силу узкополосности АЧХ фильтра в пределах частот ΔП можносчитать постоянной │K(f)│ = │K(v)│ (рис. 4.44, а), а ФЧХ – линейной (рис.4.44, б):arg K (=f ) arg k ( v ) + ( f − v )d arg k ( f ).f =vdf|K(f)|а)ΔП|K(v)|v0f-arg|K(f)|б)ΔП0vfРис.

4.44. Графики, поясняющие расчет: а – АЧХ фильтра, б – ФЧХ фильтраСледовательно, частотная характеристика фильтраK ( f ) = K (v) ej ( f −ν )darg k ( f )df.(4.32)Результат воздействия импульса (4.31) на фильтр (4.32) сводитсясдвинутому во времени групповому радиоимпульсу (рис. 4.45):ν+∆П2∫k ( f )ej 2πftdf = k (ν )sin π∆П ( t − tгр )∆Пν−2π ( t − tгр )e(j 2πν t -tгр)к,здесь tгр – групповое запаздывание. Радиолокационные системы. Учеб.159ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВtгр= t0 +1 d arg g ( f )2πdft = tгрT=0K(f)Рис. 4.45. Реакция фильтра на воздействие сигнала (4.31)Для согласованных фильтров arg k(f) = –arg g(f) – 2πft0, поэтомуtгр= t0 +1 d arg g ( f ).2πdf(4.33)Рассмотрим спектр комплексной амплитуды ЛЧМ-сигнала:G ( f )=∞X ( t ) edt∫=− j 2π ftG( f ) ej arg G ( f ).−∞АЧC комплексной амплитуды прямоугольного ЛЧМ-радиоимпульсапри n = τиΔf >> 1 грубо аппроксимируется прямоугольником шириной Δf(рис.

4.47). ФЧС в этих пределах описывается выражением параболическоговида (рис. 4.46).G( f )0arg G ( f )f∆f1Рис. 4.46. АЧС и ФЧС комплексной амплитуды прямоугольногоЛЧМ-радиоимпульса при n = τиΔf >> 1АЧС прямоугольного радиоимпульса q ( f)имеет вид, показанный нарис. 4.47. Радиолокационные системы. Учеб.160ГЛАВА 4 МЕТОДЫ РЕАЛИЗАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ И СИСТЕМ4.3. СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВq ( f)∏ ≈ ∆f0f0 −∆f2f0f0 +∆f2fРис. 4.47.

Спектр прямоугольного ЛЧМ-радиоимпульсаВ случае радиофильтраarg ġ(f) = arg Ġ (f – f0).Для введенного ЛЧМ-радиоимпульса при n = τиΔ f >> 1 можно получить∆f−+ff02arg g ( f ) = − nπ ∆fТогда2 .∆ff − f0 +2 ⋅τ .tгр =t0 −и∆f(4.34)Зависимость (4.34) представлена на рис. 4.48.tmaxf 0 − ∆f f 0 + ∆f−22==t0 −t0 ;∆ftmin = t0 – τu при t0 = τи, tmin = 0.tгрtmaxtmin∆ff0 −2∆ff0 +2fРис.

Характеристики

Список файлов книги