Osnovi_teorii(прост учебник) (1021136), страница 70
Текст из файла (страница 70)
Структурная схема устройства корреляционно-фильтровой обработки сигналов РЛС БР МВПИмпульсызапускаN-й канал дальностиД = Xi – Y iYiXiФазовый фильтрФазовый фильтрФазовый фильтрКлючNАрифметическое устройство2-й канал дальностиXi 1РYi 9РYi знXi 1РXi 9Р∑ = Xi + YiУмножительКлюч2Ключ1Генератор импульсовстробаКод YКод XОт АЦППреобразовательв параллельный кодXi знКоммутатор1-й канал дальностиСистема первичной обработкиРЛ сигналовВычитатель модулей ненулевыхфильтровРаздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыКп (φс – φп)45–180° –135°6701234–90°–45°045°90°135°180°φcРис.
6.13. АФХ цифровых ДФКаждый канал дальности такой системы обработки содержит восемьцифровых ДФ, реализующих дискретное преобразование Фурье. Здесь X, Y –соответственно действительная и мнимая составляющие входного сигнала,представленного в цифровом виде; Кi – весовые коэффициенты, обеспечивающие снижение уровня боковых лепестков АФХ фильтров; M0 – среднеезначение выходного сигнала нулевого фильтра. Идеализированные АФХфильтров одного канала дальности представлены на рис. 6.13. Здесь φc – регулярное межпериодное изменение фазы сигнала; φп – текущая фаза оператора поворота фазы сигнала в том или ином фильтре.Рассмотрим алгоритм обработки, используя комплексное представление обрабатываемых сигналов.
Комплексная амплитуда i-го импульсаU ik накапливаемой пачки из N импульсов в k-м фильтре (в данном случаеN = k = 8, причем k = 0, 1, 2… N – 1) может быть представлена в виде [25]kUik = Uike j[(i−1)ϕc +ϕ0 ] .(6.5)kkkЗдесь i – номер импульса пачки; U i , ϕсk = 2πFДс– соответственноTп , FДсамплитуда i-го импульса, регулярное межпериодное изменение фазы сигнала и частота Доплера сигнала в k-м фильтре; φ0 – начальная фаза первогоотраженного импульса пачки.При когерентном суммировании сигналов все накапливаемые импульсы предварительно, путем соответствующего поворота по фазе, приводятся к одинаковой начальной фазе. Оператор поворота вектора сигналапо фазе k-го фильтра в i-м периоде повторения имеет следующий вид:ke− j (i −1)ϕп , где ϕпk = k 2π / N – текущая фаза оператора поворота, компенсирующая межпериодный сдвиг фазы сигналов в k-м фильтре.
В частности,при числе фильтров N = 8 угол поворота ϕпk = l 2π / N = l π / 4, где (для рассматриваемого случая) l = 0, 1, 2, 3, 4; –3, –2, –1.318Глава 6. Методы повышения защищенности РЛС от пассивных помехСоответственно для нулевого фильтра (k = 0) ϕ0п = 0. Для первогофильтра (k = 1) ϕ1п = 45º и т. д. Для пятого (k = 5) ϕ5п = –135º, для шестого(k = 6) ϕ6п = –90º и для седьмого (k = 7) ϕ7п = –45º49.Для упрощения последующих математических выражений предположим, что φ0 = 0. Тогда процедуру и результат обработки сигналов в k-мфильтре, заключающуюся в компенсации межпериодных фазовых сдвиговсигналов, можно представить в следующем виде:kU вых=N∑ U ik e j (i−1)ϕc e − j (i−1) ϕп =kki −1N∑ U ik e(j ( i −1) ϕck −ϕпk).(6.6)i −1Так, выражение под знаком модуля в формуле (6.6), с учетом значений ϕпk , совпадает с известным выражением дискретного преобразованияkФурье, а значение Uвых входит в него как значение интенсивности k-й гармоники дискретного спектра пачки импульсов.
Для последующего вычисления дискретного преобразования Фурье (6.6) найдем АФХ k-гофильтра, характеризующую зависимость амплитуды сигнала на его выходе от межпериодного сдвига фазы обрабатываемых импульсов. С этойцелью введем следующие допущения: 1) амплитуда Ui всех импульсовпостоянна; 2) межпериодный сдвиг фаз ϕпk изменяется в пределах ±180º.Нормированная АФХ k-го фильтра с учетом принятых допущений приметследующий вид:NК k (ϕc − ϕпk ) =ϕпk )K ( ϕc −K (ϕпk )=∑i =1(kkk j ( i −1) ϕc −ϕnUi eN∑i =1).kU ik e j (i −1) ϕпС учетом равенства амплитуд импульсов пачки, известного соотношения e − j (i −1) ϕп =1 , а также соотношения для суммы N членов геометрической прогрессии со знаменателем β = e j (ϕc −ϕп ) , равной S = (1 – βN) / (1 – β),полученное выражение примет видК k ( ϕc −ϕпk )1=NN∑ei =1j ( i −1)(ϕck −ϕпk)(jN ϕck −ϕпk)1 e−1.=kkN j( ϕc −ϕп )e−1Заметим, что межпериодное изменение (набег) фазы ϕпk происходит за счет множителя i, где i = 1, 2 … N. Например, для первого фильтра фаза оператора поворота последовательнопринимает значения 0, 45, 90, 135, 180° и т.
д. (рис. 6.15).49319Раздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыВведя некоторые тождественные математические преобразования,получим для Кk (φc – ϕпk ) окончательное выражение:()⎤N−ее⎢⎥sin (ϕck − ϕпk )1⎢⎣⎥⎦ 12=. (6.7)К k (ϕck − ϕпk ) =1 kN j 1 ( ϕck −ϕпk ) ⎡ j 1 ( ϕck −ϕпk ) − j 1 ( ϕck −ϕпk ) ⎤Nksin (ϕc − ϕп )−е 2е 2⎢е 2⎥2⎢⎣⎥⎦еj(N k kϕc −ϕп2)⎡j(N k kϕc −ϕп2)−jN k kϕc −ϕп2В последнем случае было учтено свойство модуля произведенияjx− jx|ab| = |a||b|, а также известное тождество sin x = (е − е )/ 2 jx .Для N = 8 АФХ фильтра (6.7) примет следующий вид:K k (ϕck−ϕпk )kk1 sin 4(ϕc − ϕп )=.1 k8ksin (ϕc − ϕп )2(6.8)Семейство АФХ фильтров для N = 8 было представлено ранее нарис. 6.13. Такая форма АФХ легко подтверждается посредством графического нахождения суммы векторов сигналов с различным межпериоднымфазовым сдвигом (рис.
6.14, 6.15). В нулевом фильтре суммируются импульсы пачки без предварительного изменения их фазы φc и без поворотасигнала по фазе от периода к периоду. При сложении сигналов с амплитудой Uc, не имеющих межпериодного сдвига фаз (φc = 0), амплитуда выход0= 8Uc, т. е. будет максимальна (рис. 6.14, а).ного сигнала фильтра U выхПри наличии некоторого сдвига фаз 0 < |φc| < 45º амплитуда выходного сигнала уменьшится по сравнению со случаем φc = 0 тем сильнее, чемближе |φc| к 45º (рис.
6.14, б). При |φc| = 45º (рис. 6.14, в) сумма вектороввосьми импульсов образует замкнутый правильный восьмиугольник и,0следовательно, U вых= 0. При |φc| = 90º (рис. 6.14, г) сумма векторовDϕ0 = 45сигналов образует два накладывающихся друг на друга квадрата. Аналогично можно убедиться в равенстве нулю суммы векторов сигналов при|φ0| = +135º и 180º. Для первого ДФ (рис. 6.15) условие когерентного сложения будет выполняться для сигнала с межпериодным набегом фазыφc = 45º, поскольку оператор поворота фазы у этого фильтра равен по величине, но противоположен по знаку межпериодному набегу фазы сигнала –см. соотношение (6.6).Следует заметить, что при других значениях сдвигов фаз в окрестностях |φ0| = 45, 90, 135, 180º сумма векторов не образует замкнутую фигуру320Глава 6.
Методы повышения защищенности РЛС от пассивных помехи поэтому не равна нулю. Это свидетельствует о наличии у АФХ фильтрапобочных максимумов, которые на рис. 6.13 не показаны. Их уровеньу функций (6.6), (6.8) достаточно велик и составляет около 25 % (–14 дБ).Значительный уровень боковых лепестков АФХ фильтров является существенным недостатком, вызывающим заметное снижение возможностейобнаружения полезных сигналов. Для уменьшения боковых лепестковАФХ фильтров используется весовая обработка сигналов (умножение последовательности импульсов на весовые коэффициенты Кi):NkU вых= ∑ K ikU ik е j (i −1) ϕc е − j (i −1) ϕп .kki =10U выхU сi0U вых0U выхU ci0U выхU ciU ciабвгРис. 6.14.
Векторные диаграммы, иллюстрирующие принципкогерентного сложения сигналов в нулевом фильтре:а – φc = 0º; б – 0º < φc < 45º; в – φc = 45º; г – φc = 90º81U вых= ∑ U с1iφ3 = –90°φ4 = –135°φ5 = –180°i =1φ2 = – 45°Uc3Uc2φ1 = 0°Uc5Uc1φ6 = – 225°Uc8φ8 = – 315°Uc4Uc7Uc6φ7 = – 270°абвРис. 6.15. Векторные диаграммы, иллюстрирующие принципкогерентного сложения сигналов в первом ДФ: а – оператор поворота фазы;б – сигнал на выходе ДФ 1; в – сигнал на входе ДФ 1321Раздел II.
Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыОпознаваниеПеленгБНЭхоУстройство обработкиосновной РЛИУстройствообработки сигналовопознавания и пеленгаК устройству АСХ7фБКУстройство определениякоординатХ1фУстройствоАОСУстройство совмещенияРЛИХ0фКоммутаторОт ДФПеленг, опознаваниеРис. 6.16. Пример системы первичной обработки РЛ сигналов:БК – бинарный квантователь; БН – бинарный накопительСглаживающие весовые коэффициенты Кi подобраны экспериментально, исходя из условия уменьшения уровня боковых лепестков АФХфильтров до заданного уровня, и имеют значения: К1 = К8 = 0,15234375;К2 = К7 = 0,4004; К3 = К6 = 0,751953125; К4 = К5 = 1. За счет дополнительнойвесовой обработки пачки импульсов уровень боковых лепестков АФХфильтров уменьшается до –35 дБ.
Одновременно происходит расширениеглавных лепестков, что увеличивает взаимное перекрытие АФХ соседнихфильтров (в области главных лепестков). Из этого следует, что сигналы, отраженные от местных предметов, ослабляются в этих фильтрах всего лишьв 2,5 раза по сравнению с уровнем этих отражений в нулевом фильтре.Для подавления отражений от местных предметов в первом, седьмом, а также других фильтрах из вычисленных модулей Мk (k – номер ДФ)вычитается часть модуля сигнала нулевого фильтра: lМ0 (рис. 6.12). Значение l для первого и седьмого фильтров равно 1/2, а для остальных фильтров l = 1/256. Такой операцией подавляются отражения от местных предметов, действующие на первый и седьмой фильтры по главному лепестку,а остальные – по боковым лепесткам АФХ.
С выходов ДФ модульные значения сигналов Х0ф, Х1ф, …, Х7ф поступают в систему первичной обработкиРЛИ, в которой реализуются процедуры автоматического обнаружениясигналов (АОС) на фоне остатков ПП, некогерентное накопление всейпачки отраженных импульсов по количеству восьмерок, а также объединение эхосигналов с сигналами опознавания и пеленга (рис. 6.16).Существенным недостатком рассмотренных выше фильтровых и корреляционно-фильтровых систем помехозащиты является их низкая эффективность относительно дискретных пассивных помех (ДПП) и помех типа322Глава 6.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
