Osnovi_teorii(прост учебник) (1021136), страница 68
Текст из файла (страница 68)
Это объясняется тем, чтов маломощном возбудителе за счет кварцевой стабилизации или быстродействующей электронной системы АПЧ может быть сравнительно простообеспечена высокая стабильность частоты (гетеродин 1, рис. 6.2). Стабильность частоты второго гетеродина (формирователя опорного сигналана ПЧ) обеспечивает жесткую привязку начальной фазы ЗС к периоду ихповторения и, следовательно, возможность когерентного накопления пачкиЭС в скоростных доплеровских фильтрах (ДФ). Одновременно появляетсявозможность выделения в ФД информации и о малоскоростных целях нафоне ПП. Сужение спектра флюктуаций помех достигается также повышением разрешающей способности РЛС по всем координатам и, особенно,по углу места, так как при узкой ДНА значительно слабее проявляетсявлияние вертикального градиента скорости ветра.Поскольку колебания одних и тех же генераторов используются какпри формировании ЗС, так и при обработке ЭС (в качестве сигнала гетеро307Раздел II.
Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыдинирования при преобразовании на ПЧ и в качестве опорного при фазовом детектировании), постольку амплитуда ЭС на выходах ФД зависиттолько от доплеровского смещения частоты, чем и достигается реализацияпринципа истинной когерентности.Если совокупность отражателей данного импульсного объема неподвижна (FДп = 0), то видеоимпульсы на выходе ФД КИА приемника(рис.
6.2) имеют постоянную амплитуду и полярность (рис. 6.3, а). Такиесигналы в последующих схемах обработки, в частности, в устройствеЧПВ? будут взаимно компенсироваться. Полезный сигнал, отраженный отподвижной цели, имеет доплеровское смещение частоты (FДс ≠ 0). Поэтомуна выходе ФД такой сигнал будет представлять собой последовательностьвидеоимпульсов, промодулированных по амплитуде синусоидальным напряжением частоты FДс (рис.
6.3, б). Вследствие указанной модуляции полезные сигналы в схеме вычитания не компенсируются (за исключениемслучая полета цели со слепыми скоростями, когда межпериодное изменение фазы сигнала ΔϕТп = FДс Тп составляет величину, кратную 2π).UсFДп = 0UППFДс ≠ 0tТпаtбРис. 6.3. Вид последовательностей импульсов на выходе ФД:а – для ПП (FДп = 0); б – для сигнала (FДс ≠ 0)Наличие в структурной схеме когерентного приемника РЛС с истинной когерентностью (рис.
6.2) синфазного и квадратурного подканаловобеспечивает (после их преобразования в цифровой код) когерентное накопление сигналов и когерентную компенсацию ПП в цифровых ДФ. Припреобразовании ЭС в цифровую форму наиболее часто применяется в РЛС13-разрядный цифровой код, один разряд из которых – знаковый.Отмеченное выше сужение спектра помехи обеспечивается также засчет уменьшения скорости вращения (сканирования) антенны, при этом,во-первых, уменьшается скорость обновления отражателей в импульсномобъеме, во-вторых, увеличивается время когерентного накопления сигнала.Значительные возможности в этом отношении будут иметь перспективныетрехкоординатные РЛС с ФАР, которые могут в течение достаточно дли308Глава 6.
Методы повышения защищенности РЛС от пассивных помехтельного времени просматривать отдельные области пространства остронаправленным в обеих плоскостях перемещающимся лучом.3. Оптимизация системы обработка сигналов на фоне ПП. Какизвестно, АЧХ СФ для выделения полезного сигнала с энергетическимспектром Gc (f) на фоне смеси ПП с энергетическим спектром NПП (f)и внутреннего (белого) шума со спектральной плотностью N0 имеет видК ( f ) =Gс ( f ).N 0 + N ПП ( f )(6.4)Она также может быть представлена в виде произведения двух сомножителей:Gс ( f )1К ( f ) =⋅,N 0 + N ПП ( f ) N 0 + N ПП ( f )следовательно, структурную схему устройства оптимальной обработкиможно представить в виде двух последовательно соединенных фильтров(рис.
6.4): фильтра подавления помехи с АЧХК под ( f ) =1N 0 + N ПП ( f )и фильтра накопления сигнала с АЧХК ( f ) =UвхФильтрподавленияпомехиGс ( f )N 0 + N ПП ( f ).ФильтрнакоплениясигналаUвыхРис. 6.4. Структурная схема оптимального фильтрапри выделении сигнала на фоне ППЭнергетический спектр смеси ПП и шума и АЧХ фильтра подавления изображены на рис. 6.1. Фильтр с такой характеристикой производитподавление спектральных составляющих помехи тем сильнее, чем большеих интенсивность, в результате чего происходит обеление помехи (остатки309Раздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыкомпенсации помехи имеют на выходе фильтра равномерную спектральную плотность мощности, подобно белому шуму).Следует заметить, что оптимальный фильтр подавления практическиреализовать невозможно, так как в действительности соотношение спектральных плоскостей ПП и шума, форма и ширина гребней спектра ППмогут существенно изменяться, что требует и соответствующего изменения параметров фильтра подавления.
Значительную трудность представляет пока и реализация когерентного накопления сигнала на фоне обеленнойпомехи. Поэтому в существующих РЛС применяются системы обработки,состоящие из последовательно включенных неоптимального (квазиоптимального) режекторного фильтра и некогерентного накопителя. В качествережекторных фильтров применяются схемы СДЦ. В качестве некогерентных накопителей, чаще всего, – рассмотренные ранее рециркуляторы.6.4. Классификация и краткая характеристикасистемы селекции движущихся целейСистема СДЦ представляет собой комплекс специальных средств,обеспечивающих выделение сигналов движущихся целей на фоне отражений от неподвижных или медленно перемещающихся объектов.
Рассмотримнекоторые системы СДЦ, применяющиеся в существующих и перспективных РЛС обзорного типа. Системы СДЦ классифицируют по следующимпризнакам: а) способу формирования опорного колебания в РЛС: с истинной когерентностью, эквивалентной внутренней когерентностью, внешнейкогерентностью; б) кратности ЧПВ (накопления) ЭС: с однократным ЧПВ,многократным ЧПВ (накоплением); в) элементной базе: аналоговые, дискретно-аналоговые, цифровые, реализованные программно на ЭВМ; г) частоте сигнала, на котором производится череспериодная обработка сигналов:на СВЧ-, ПЧ-, видеочастоте, разностной частоте (при двухчастотном ЗС);д) способу адаптации к параметрам помехи АЧХ: адаптивные, неадаптивные; е) методам селекции целей на фоне помех: пространственновременные (углоскоростные), скоростные, поляризационные, траекторные,амплитудные (энергетические); ж) виду обработки ЭС в приемном устройстве: корреляционные, фильтровые, корреляционно-фильтровые.1.
Череспериодная компенсация ПП. В аналоговых и цифровыхсистемах СДЦ фильтр подавления помехи может быть реализован по схеме череспериодной компенсации (ЧПК) – рис. 6.4. Импульсы ПП, имеющие постоянную амплитуду и полярность, в процессе ЧПВ компенсируются. Импульсы сигнала в силу изменения амплитуды и полярности по закону доплеровской частоты компенсироваться не будут. Эквивалентные310Глава 6.
Методы повышения защищенности РЛС от пассивных помехструктурные схемы устройств ЧПК с однократным и двукратным вычитанием представлены соответственно на рис. 6.5 и 6.6. АЧХ этих устройствопределяются соотношениями: К1 (f) = |sin (π f Tп)|; К2 (f) = |sin2 (π f Tп)|.На рис. 6.7 изображены зависимости нормированного коэффициентаподавления принимаемого сигнала от доплеровской поправки частоты FДпри однократном и двукратном ЧПВ. Из рисунка видим, что увеличениекратности вычитания приводит к расширению зоны режекции (подавления) ПП в области доплеровских частот, близкой к нулю. В то же времяувеличение кратности вычитания приводит к расширению зоны слепыхскоростей (область доплеровских частот, кратных частоте повторения ЗС).U (t – Тп)tз = ТпUвх (t)_ФД+∆U1(t) = U (t) – U (t – Тп)U (t)UопU1 (t)Рис.
6.5. Эквивалентная схема устройстваЧПК с однократным вычитаниемtз = ТпUвх_ФД+Uопtз = Тп∆U1∆U2(t)_+∆U2(t) = ∆U1 (t) – ∆U1 (t – Тп)Рис. 6.6. Эквивалентная схема устройства ЧПКс двукратным вычитаниемКподЧПК 1ЧПК 20FДFп2Fп3FпРис. 6.7.
Зависимость нормированного коэффициентаподавления ПП от FД311Раздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системы2. Череспериодная автокомпенсация ПП. Однократное и двукратное череспериодное вычитание ПП можно реализовать на ПЧ с помощьюкорреляционного АКП. Такие устройства защиты, как отмечалось в 5-йглаве, получили название устройств ЧПАК. Вариант структурной схемыустройства однократной ЧПАК представлен на рис. 6.8. Это устройствовыполняет череспериодное когерентное вычитание с весовым коэффициентом, пропорциональным коэффициенту межпериодной корреляции ППρПП (Тп).
Входной сигнал u1 (t) умножается на К и когерентно вычитаетсяиз задержанного на величину Тп сигнала u2 (t – Тп). Рассмотренное ранееуравнение (5.11) для случая компенсации ПП примет видγu2 (t )u1∗ (t )γu1 (t − Т п )u1∗ (t )γρПП (Т п )σ2К =−=−=−,(1 + γu12 (t ))(1 + γu12 (t ))(1 + γσ2 )где σ2 – дисперсия ПП на входе устройства ЧПАК.u2 (t – Тп)u1 (t)∆u (t)Тп∑–×Кu2 (t – Тп)∫×Рис. 6.8. Структурная схема однократной ЧПАКПри γ 1 комплексный коэффициент передачи в цепи обратной связи К ≈− ρПП (Т п ) . Тогда с учетом формулы (5.9) выражение для дисперсииПП на выходе устройства ЧПАК примет следующий вид:22σΔ2 =Δu 2 (t ) =[u2 (t − Т п ) −ρПП u1 (t )] =σ2 − 2ρПП (ρППσ2 ) +ρППσ2 .()2При ρПП ≅ 1 находим σΔ ≅ σ 2 1 −ρ 2ПП .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
