Osnovi_teorii(прост учебник) (1021136), страница 60
Текст из файла (страница 60)
е. когда они находятсяв главном лепестке ДНА. Однако необходимо, чтобы между амплитудаминапряжений сигнала и помехи в ОК и ДК существовали различия. Это обстоятельство позволяет выделить сигнал на фоне помехи в основном лепестке ДНА методом поляризационной селекции. Метод основан на поляризационных различиях сигнала и помехи, проявляющихся в различииамплитуд сигналов основного и дополнительного (ортогонального к поляризации сигнала) приемных каналов.На рис. 5.13, а, б представлены структурная схема и векторная диаграмма квадратурного АКП.
Символом Ф обозначен фазовращатель на 90°.Управление процессами самонастройки в квадратурном АКП осуществляется на видеочастоте, поэтому перемножители в цепях обратной связи выполнены на базе фазовых детекторов (ФД), интеграторы – на базе RCфильтров с постоянной времени, существенно превышающей длительностьЭС. ФД в единстве с соответствующими RC-фильтрами выполняют функцию коррелятора. Перемножители в цепях основного и дополнительногоканалов выполнены на базе усилителей с управляемым коэффициентомусиления.Сигналы помехи на входах основного и дополнительного каналовАКП сдвинуты друг относительно друга на некоторую фазу φц (рис. 5.13, б).Синфазный и квадратурный (ортогональный) подканалы АКП, посредством управления амплитудой и фазой составляющих U ДК1вых и U ДК ⊥ вых ,формируют помеху дополнительного канала U ДК вых , равную по амплитуде,но противоположную по фазе помехе основного канала, обеспечивая еекогерентную компенсацию в сумматоре АКП.Рассмотрим особенности построения гетеродинного АКП.
Допустим,что напряжения в ОК и ДК описываются соответственно выражениями268Глава 5. Методы повышения защищенности РЛС от активных помехU ОК (t ) =U OК e − jω0t − jψ0 (t ) и U ДК (t ) =U ДК e − jω0t − jΔϕ− jψ1 (t ) ,где ∆φ – фазовый сдвиг напряжения помехи в ДК относительно помехиДК, возникший за счет разности хода ∆Д (рис. 5.9); ψ0 (t) и ψ1 (t) – законыфазовой модуляции помехи ОК и ДК соответственно. Очевидно, что привысокой идентичности ФЧХ этих каналов ψ0 (t) ≅ ψ1 (t).UОК×∫UДК 1выхUОКUДКφц×∑Ф 90°×U∑UДК 1вых = К1UДКU ДК ⊥ вых = К ⊥U ДК ⊥UДК⊥вых∫UДКU ДК ⊥–UДКUДК вых =UДК1вых +UДК⊥ вых×абРис. 5.13. Одноканальный квадратурный АКП: а – структурная схема;б – векторная диаграммаСпомощьюгетеродина,вырабатывающегонапряжение− jωг t − jϕг(ωг и φг – соответственно частота и начальная фаза напряU г (t ) = eжения гетеродина, причем ωг ≤ ω0), перенесем сигнал ОК в область частотω0 + φг: U OК (t ) =U OК e − j ( ω0 + ωг )t − jϕг − jψ0 ( t ) .После подстановки значений UДК (t) и UОК (t) в выражение для оптимального коэффициента (5.10), с учетом операции комплексного сопряже22ния сигнала UДК (t), получим К =ρп ( U ОК / U ДК )e − jωгt − jϕг − jψ0 (t )+ jΔϕ+ jψ1 (t ) .При выполнении условия ψ0 (t) ≅ ψ1 (t) (при высокой идентичностиАЧХ и ФЧХ ОК и ДК) это выражение преобразуется к виду22К =ρп ( U ОК / U ДК )e − jωгt − jϕг + jΔϕ .
После умножения напряжения UДК (t)269Раздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системына весовой коэффициент К его амплитуда и фаза становятся равныминапряжению UОК (t), что обеспечивает их когерентную компенсацию(рис. 5.14, а).Поскольку управление амплитудой и фазой помехи ДК в гетеродинном АКП осуществляется на промежуточной частоте, постольку конструктивно он оказывается несколько проще квадратурного АКП (отсутствуетквадратурный подканал). Перемножители сигналов здесь выполнены набазе смесителей, а интегратор – на базе узкополосного кварцевого фильтра.
В первоначальный момент времени, в силу узкополосности и, следовательно, инерционности интегратора, управляющее напряжение на управляющем (нижнем по схеме) входе смесителя ДК отсутствует и помеховыйсигнал ОК с выхода сумматора по цепи обратной связи поступает на выход АКП и второй вход смесителя корреляционной обратной связи, напервый вход которого подается сигнал помехи ДК. Сигнал на разностнойчастоте (на частоте гетеродина), с соответствующей фазовой структурой,через узкополосный интегратор поступает на управляемый вход смесителя ДК, обеспечивая равенство фазы и амплитуды помехи этого канала фазе и амплитуде помехи ОК.
При выполнении условия ψ0 (t) ≅ ψ1 (t)в сумматоре АКП происходит когерентная компенсация помехи, принятой боковыми лепестками ДНА ОК. Корреляционная обратная связьобеспечивает непрерывную минимизацию дисперсии помехи на выходесумматора.e− jωгt − jϕгU ОК e− jω0t − jψ0 (t )UДКe− jω0t− jΔϕ− jψ1(t )××U ОК e − j ( ω0 +ωг )t − jϕг − jψ 0 ( t )U∑U ДК e− j ( ω0 +ωг )t − jϕг − jψ1 (t )–∑б22К = ρ п ( U ОК / U ДК )e − jωг t − jϕг + j Δϕ∫×аРис. 5.14.
Одноканальный гетеродинный АКП: а – структурная схема;б – вид ИКО при воздействии АШП и выключенном АКП; в – вид ИКОпри включенном АКП270вГлава 5. Методы повышения защищенности РЛС от активных помехНа рис. 5.14, б, в показан вид ИКО при действии в зоне РЛС пятинешумящих целей и одного ИП соответственно до и после включенияАКП. В первом случае наблюдаются мощные засветы ИКО помехой, принятой как по основному, так и по боковым лепесткам ДНА.
Очевидно, чтообнаружить цели на фоне этих засветов невозможно. Во втором случае остается только лишь сектор эффективного подавления, ширина которогозаметно уменьшилась. Одновременно появилась возможность наблюденияотметок от целей, ранее скрытых засветками от помех. Сужение сектораэффективного подавления обусловлено тем, что коэффициент усиленияантенны ДК на скатах основного лепестка ДН соизмерим с коэффициентомусиления основной антенны (рис. 5.8), обеспечивая некоторую компенсацию АП и на этих участках. Прикрытым помехой в этом случае остаетсятолько сам ИП (режим самоприкрытия), ЭС от которого не компенсируется из-за того, что коэффициент усиления антенны ДК в направлении максимума основного лепестка существенно меньше коэффициента усиленияантенны ОК в этом же направлении.
Рассмотренный эффект подавленияАП характерен как для квадратурного, так и для гетеродинного АКП, поскольку потенциальные возможности по помехозащите у них одинаковые.Важно подчеркнуть, что одноканальный (с одним ДК) АКП способенподавлять АП, действующую лишь с одного углового направления. Приодновременном действии в ЗО РЛС нескольких ИП с разных направленийнеобходим многоканальный АКП. Для получения аналитического выражения многоканального АКП представим уравнение (5.9) следующим образом:lG Т∗ GU Σ (t ) =U ОК (t ) + К U ДК (t ) ,(5.21)GlG Тгде U ДК (t ) – вектор-столбец комплексных сигналов ДК порядка n; К –оценка транспонированного вектор-столбца комплексных коэффициентовпередачи корреляторов многоканального АКП; n – число ДК; символ «^»Gобозначает оценку.
В свою очередь, вектор К может быть представленинтеграломТG −1 G1 llGК = − ∫ Φ в U ДК ( t )U ∑∗ ( t ) dt ,Т0GG Т∗G −1lгде Φв = U ДК ( t )U ДК ( t )()−1– ОКМП дополнительных (компенсационных)каналов многоканального АКП; Т – постоянная времени многоканальногоG −1lоказывается полезной в некоррелятора в цепи ДК. Оценка матрицы Φвстационарном режиме работы АКП. В том случае, когда нестационарностью271Раздел II. Подсистема радиолокационных средств радиолокационной системыпомеховой обстановки можно пренебречь, эту матрицу заменяют единичнойи приходят к схеме многоканального АКП, представленной на рис.
5.15.Число ДК такого компенсатора должно быть не меньше числа разрешаемых точечных ИП, действующих одновременно в пределах сектора интенсивных боковых лепестков антенны РЛС.G −1lЕсли в матрице Фв сохранить элементы ее главной диагонали (остальные не вычислять), это будет эквивалентно действию в каждом ДК независимых схем ШАРУ, подобно тому, как это показано на схеме одноканального АКП (рис. 5.12).Следует заметить, что такие многоканальные АКП достаточно сложны. В случае действия нескольких ИП имеют большое время настройки,поэтому в современных РЛС применяются АКП с числом ДК не более пяти. В целом действие АКП эквивалентно автоматическому формированиюв результирующей ДНА РЛС провалов, число которых соответствует числу разрешаемых по углу ИП.Обозначим через f0 (θ) и f1 (θ) исходные ДН основной и дополнительной (компенсационной) антенн (рис.
5.11–5.13), а через f∑ (θ) – результирующую ДН антенной системы, состоящей из антенн A0 + A1. Тогда f∑ (θ) = f0 (θ) + К f1 (θ). Если θ1 – угловая координата ИП, то длякомпенсации помехи нужно выполнить условие f∑ (θ1) = 0, откудаК = − f 0 (θ1 ) / f1 (θ) = К (θ1 ). Подставив это соотношение в выражение для f∑ (θ),получим f∑ (θ) = f0 (θ) – [f0 (θ1) / f1 (θ)] f1 (θ).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
