48332 (Проектирование аппаратуры передачи данных), страница 2

Средняя длительность перерывов tпр = 5 (мс) больше длительности единичных элементов (1,67 мс) и, следовательно пропадание единичного элемента возможно при любом методе регистрации. В кабельных каналах связи наиболее устойчивым является метод регистрации стробированием. Поэтому будем использовать эту регистрацию.

Максимально допустимая средне квадратичная величина краевых искажений вычисляется по формуле

кв = (эф - пр)/z (3.1.13)

где эф = 45 – 48 % - исправляющая способность

Искажение единичных элементов может происходить при сдвиге несущей частоты в каналообразующей аппаратуре. При этом с ЧМ сдвиг частоты приводит к постоянным преобладающим искажениям, величина которых пр может быть оценена выражением

пр = (dfB/(fFk))100% (3.1.14)

где df – сдвиг частоты в канале связи (не превышает 5 Гц для телефонных каналов);

f – девиация частоты (она равна 200 Гц);

Fk – рассчитанная эффективная полоса пропускания канала (940 Гц).

пр = (5600/(200940)) 100 % = 1,596 %

где z – аргумент функции Крампа, который мы можем найти, используя заданную допустимую вероятность ошибки регистрации

Ф(z) = 1 – P0 = 0,999 (3.1.15)

и из таблицы выбираем z = 3,30, тогда получаем

кв = (45 – 1,596) / 3,30 = 13,153 %.

Воспользовавшись найденными величинами, найдем отношение сигнал/помеха. Величина кв для систем с различными видами модуляции может быть найдена по формуле

кв =(В/(2*q*Fк))*100% (3.1.16)

Из этой формулы выражаем q:

q = (B100 %)/( кв 2Fк) = (600100)/(13,1532940) = 2.43 (3.1.17)

Рассчитаем эффективное значение помехи на входе первого фильтра приемника. Uп эф = 0,0022 В – по заданию.

Uc эф ≥qUп эф , следовательно

Uc эф = Uп эфq = 2,430,0022 = 0,0054 (В) (3.1.18)

Соответственно минимально допустимый уровень сигнала на выходе канала будет

Рс вых = 20lg(Uc эф/Uисх) = 20lg(0,0054/0,775) = -43 дБ (Uисх = 0,775 В) (3.1.19)

С учетом затухания канала минимальный уровень сигнала на выходе передающей части (входе канала) должен быть

Рс вх > Рс вых +аост =–43+20=–23дБ (3.1.20)

Для определения необходимости коррекции характеристики ГВП канала рассчитаем максимально допустимую величину ее неравномерности. Так как характеристика ГВП для канала ТЧ имеет обычно четко - симметричный характер, то

гр доп=1/В=1/600=0,001667 = 1,66710-3 (с) (3.1.21)

По техническому заданию неравномерность ГВП составляет 3*10-3 (с).

Расчет устройства синхронизации.

Определим допустимую погрешность синхронизации по формуле:

едоп = 0,5 – эф – пр = 0,5 – 0,45 – 0,01596 = 0,034 (3.1.22)

Динамическая составляющая погрешности определяется по формуле:

(3.1.23)

где mд – коэффициент деления делителя частоты;

S – коэффициент деления реверсивного счетчика;

Тс – время синхронизации.

Найдем неизвестные нам величины mд и S

Тс = S mд /В (3.1.24)

следовательно S mд = Тс B = 7 600 = 4200, тогда

Определим допустимую статическую погрешность синхронизации при заданных параметрах краевых искажений:

ест = едоп – един = 0,034 – 0,013 = 0,021 (3.1.25)

Допустимая величина коэффициента нестабильности задающих генераторов kf модулятора и демодулятора равна

kf = едоп /(2Вtпс) = 0,034 / (26001,6) = 1,7710-5 (3.1.26)

где tпс – время поддержки синхронизма.

Найдем коэффициент деления реверсивного счетчика и делителя частоты S и mд соответственно. Для этого решим систему:

(3.1.27)

ест = 1/mд + 4 kf S

Решив систему и округлив полученные значения, получим следующие результаты: S = 70, mд = 64. Следовательно, частота задающего генератора равна

f0 = mдfв = 64600 = 38400 Гц (3.1.28)

3.2 Расчет параметров обратного канала

Вместе с прямым каналом передачи возможно применение обратного канала связи с ЧМ и скоростью 75 бод.

Частота передачи двоичной единицы для обратного канала f1= 390 Гц, а частота передачи двоичного нуля f0= 450 Гц (справочные данные).

Допустимое отклонение характеристических частот номинального значения для обратного канала ±4 Гц (справочные данные).

Длительность единичного элемента для обратного канала:

0 = 1/V = 1/75 = 13 (мс) (3.2.1)

где V – скорость передачи обратного канала.

Отношение несущей частоты к модулирующей для передачи по обратному каналу

для «1»: f1 / fмод = 390 / 75 = 5,2 (3.2.2)

для «0»: f0 / fмод = 450 / 75 = 6 (3.2.3)

Так как отношения больше 3, то «отраженный спектр» при передаче отсутствует. Несущая частота, вырабатываемая генератором:

Fcp = (f1 окс + f0 окс) / 2 = (390 + 450) / 2 = 420 Гц (3.2.4)

Требуемая ширина пропускания fпф окс фильтров передачи определяется по формуле:

fпф окс = 1,42В = 1,4275 = 107 Гц (3.2.5)

С учетом допуска на временную и температурную нестабильность параметров фильтра берем fпф окс = 120 Гц (то есть на 10 % больше обычного).

Тогда полоса пропускания фильтра будет

fпф окс = (420 – 120/2; 420 + 120/2)=(360-420) Гц (3.2.6)

Вероятность ошибочного приема единичных элементов Роп вычисляется по следующей формуле

Роп = 0,5 (tпрvпр)/36000В = 0,5510-38/360075 = 5,610-6 (3.2.7)

где tпр – средняя длительность перерывов в долях от 0

vпр – интенсивность перерывов.

Максимально допустимая вероятность ошибок приема при В = 75 бод (P0 = 10-4).

Максимально допустимая вероятность ошибок на выходе УПС при воздействии флуктуационных помех

Роф < Р0 – Роп (3.2.8)

Роф < 10-4 – 5,510-6 = 0,9510-5

3.3 Разработка передающей части УПС

Структурная схема передающей части УПС изображена на рисунке 3.3.1

в канал связи

Рисунок 3.3.1 – Структурная схема передающей части УПС

Полосы пропускания полосовых фильтров ПФ1 и ПФ2, частоты генераторов Г1 и Г2 рассчитаны в пункте 3.1. Выберем модуляторы М1 и М2 и рассчитаем их параметры.

В настоящее время в УПС применяются в основном модуляторы ЧМ-сигналов, которые называют цифровыми. Они построены на основе цифровых элементов. Использование опорного генератора, стабилизированного кварцем, и элементов цифровой техники позволяет строить схемы модуляторов, обладающих высокой временной и температурной стабильностью и малой зависимостью параметров генерируемых сигналов от колебаний напряжения источника питания.

Модуляторы, построенные по принципу цифровых, имеют ряд недостатков: сравнительно широкий спектр прямоугольных ЧМ-сигналов, что вынуждает применять сложные ФНЧ высокого порядка; разрыв фазы ЧМ-колебаний, вызываемый изменением информационного сигнала в случайные моменты времени по отношению к окончанию периода колебания на выходе управляемого делителя. Схемы синхронизации являются громоздкими и вызывают дополнительные краевые искажения модулированных сигналов. Более перспективными являются ЧМ-модуляторы со ступенчатой аппроксимацией синусоидального сигнала. В схеме такого модулятора имеется функциональный цифроаналоговый преобразователь (ФЦАП), вход которого соединен с выходом управляемого делителя частоты (УДЧ), а его выход – с ФНЧ. Структурная схема ЧМ-модулятора со ступенчатой аппроксимацией синусоидального сигнала и временные диаграммы его работы представлены на рисунке 3.3.2, а, б. Синусоидальный сигнал формируется kст ступеньками напряжения. Как видно из временной диаграммы, переключение частоты происходит плавно, а краевые искажения сигналов на выходе такого модулятора в kст меньше, чем в модуляторах без ФЦАП. Так как для аппроксимации синусоиды используется четное число ступенек kст , то в спектре такого сигнала будут только нечетные гармоники, ближайшей после первой гармоники будет (kст -1)-я гармоника, следующей – (kст +1)-я и т.д.

а)

б)

Рисунок 3.3.2 – ЧМ–модулятор со ступенчатой аппроксимацией сигнала: а – структурная схема; б – временные диаграммы

Коэффициент искажения синусоиды за счет аппроксимации Ки определяется на основании спектрального анализа:

Kи = 2π/( kст - ) (3.3.1)

Так как коэффициент искажения синусоидального сигнала должен быть не более 12%, определим необходимое число ступенек аппроксимирующего сигнала

kст ≥ 2π/(Ки ) = 2π/(0,12 ) = 15,1 (3.3.2)

Округлим kст до ближайшего большего целого четного числа: kст = 16.

Количество ступенек сигнала для прямого и обратного каналов совпадают. Высота i–й ступеньки аппроксимированной синусоиды в относительных единицах определяется по формуле:

Ui = sin [ 360 (i+0,5) / kст ], i = 0,1,2,…, ( kст - 1 ) (3.3.3)

Рассчитав данные значения, построим ступенчатую аппроксимацию синусоидального сигнала, изображенную на рисунке 3.3.3.

Рисунок 3.3.3 – Ступенчатая аппроксимация синусоидального сигнала

При использовании ИМС более высокой степени интеграции, а также в микропроцессорных УПС для формирования синусоидальных сигналов целесообразно использовать построенное запоминающее устройство (ПЗУ) и цифроаналоговый преобразователь (ЦАП). Обычно каждый из этих функциональных узлов выполняется в виде отдельной ИМС. Схема преобразования цифровой последовательности в синусоидальный сигнал приведена на рис 3.3.4. Адресная шина ПЗУ подключается к выходам двоичного счетчика СТ2, вход которого соединен с выходом УДЧ модулятора, либо к адресной шине микропроцессора УПС. В ячейки ПЗУ в цифровом виде заносятся значения напряжений синусоиды, соответствующие своим фазовым углам ∆φ (см. рис. 3.3.3) Количество слов, хранимых в ПЗУ, равно kст . Емкость ПЗУ можно уменьшить до kст/4, при этом существенно усложнится схема формирования адресов. Разрядность слова ПЗУ np зависит от точности воспроизведения ступенчатого напряжения. На практике достаточно принять np=8 с учетом знакового разряда, что обеспечивает погрешность формирования напряжения менее 1%.

Рисунок 3.3.4 – Цифровой формирователь синусоидальных сигналов на основе ПЗУ

В микропроцессорных УПС адресации ПЗУ осуществляется программным способом. Время нахождения адреса ta на соответствующей шине микропроцессора определяется программой и зависит от частоты формируемой синусоиды fi вых выходного сигнала

ta = 1/( fi вых kст) (3.3.4)

3.4 Разработка приемной части УПС

Структурная схема приемной части УПС изображена на рисунке 3.4.1

Рисунок 3.4.1 – Структурная схема приемной части УПС

Демодуляторы ЧМ-сигналов современных систем передачи данных строятся преимущественно на цифровых элементах. Входной сигнал в схеме демодулятора преобразуется в прямоугольную последовательность импульсов, постоянная составляющая которой зависит от частоты демодулируемого колебания. Помехоустойчивость таких демодуляторов несколько ниже, чем у частотных дискриминаторов с колебательными контурами. Высокая стабильность параметров схемы, отсутствие необходимости регулировок в процессе эксплуатации обусловили широкое применение их на практике.