240-2446 (Измерение параметров АЦП), страница 3

Рис. 4. Характеристика АЦП при наличии шума Рис. 5. Характеристика идеального четырехразрядного АЦП

3. Контроль статических параметров ИМС АЦП

Из-за неопределенности квантования при аналого-цифровом преобразовании, равной 1/2 значения младшего раз­ряда Δ, контроль АЦП представляет большие трудности по сравнению с контролем ЦАП, поскольку приходится не просто измерять выходной сигнал для заранее определённого кода (в случае ЦАП), но также определять как выходной код, так и точку (момент) изменения выходного кода при непрерывном изменении входного напряжения. Шумы (в преобразуемом сигнале или в преобразователе) вносят неопределенность в точное задание аналоговых входных величин, при которых происходят кодовые преобразования выходных сигналов, а также увеличивают диапазон квантования. Характер погрешности, обуслов­ленной влиянием шума, показан на рис. 4.

При отсутствии шума и погрешности линейности АЦП изменение выходного кода происходит при номинальных значениях входного напряжения. При отсутствии шума и наличии допустимых погрешностей линейности АЦП выходной код изменяется при изменении входного напряжения относительно его номинального значения на (±1/2) Δ. Шумы вызывают увеличение неопределенности момента изменения выходного кода (шумы показаны на рис. 4 в виде тонких линий).

Отметим, что точность АЦП не может быть лучше его разрешающей способности. В ЦАП, напротив, техниче­ские требования по точности превосходят требования по разрешающей способности. Такое различие объясняется противоположным характером этих преобразователей:

выход ЦАП может с высокой точностью воспроизводить уровень, являющийся мерой точного числа, между тем как выходной уровень АЦП определяется любой вход­ной величиной в пределах кванта.

Наибольшим числом контролируемых параметров об­ладают АЦП последовательного приближения, в котором применяются ЦАП и компаратор в цепи обратной связи. Эти преобразователи, так же как и ЦАП, характеризуют­ся дифференциальной нелинейностью и немонотонностью в отличие от интегрирующих АЦП, у которых может на­блюдаться только нелинейность. На рис. 5 показана выходная характеристика идеального четырехразрядного АЦП, каждая ступенька которой постоянна по ширине и равна Δ. Тем не менее даже для идеального АЦП (всех типов) существует неопределенность, равная (±1/2)А относительно входного напряжения, соответствующего какому-либо выходному коду АЦП. У реального АЦП (имеющего нелинейность) неопределенность возрастает до суммы погрешностей квантования и линейности. Если ЦАП, применяемый в АЦП последовательного приближения, нелинеен, то размер ступеньки отклонится от идеального значения и напряжения переходов сдвинутся от напряжении идеальных переходов. На рис. 10.30 при­ведена характеристика АЦП, внутренний ЦАП которого имеет погрешности разрядов: δ₁=(l/2)A (при коде 1000), δ₂=(—1/2)А (при коде 0100), δ₃=0 (при коде 0010), δ₄=0 (при коде 0001). Области рис. 10.30, отме­ченные пунктирными кружками, свидетельствуют о том, что изменения в по­грешности дифференци­альной линейности (а следовательно, и в по­грешности линейности) имеют место при пере­носах кода.Метод контроля па­раметров АЦП, кото­рый необходимо ис­пользовать в каждом конкретном случае, за­висит от многих причин. Одна из них—время преобразования контро­лируемого АЦП. Для преобразователей со временем преобразова­ния менее 100 мкс (пре­образователи последовательного .приближения) могут быть использованы все методы контроля. Иначе обстоит дело при контроле «медленных» АЦП. Например, пре­образователи интегрирующего типа, время преобразова­ния которых составляет десятки и сотни миллисекунд, не могут быть исследованы динамическим методом, преду­сматривающим наблюдения погрешности с помощью ос­циллографа.Простейший метод контроля параметров АЦП за­ключается в применении образцового ЦАП для форми­рования входного аналоговового сигнала контролируемо­го АЦП и в последующем сравнении входного кода об­разцового ЦАП и выходного кода АЦП. Однако он не определяет точного значения входного сигнала в момент перехода кода в пределах А. Поэтому таким методом можно определить точность калибровки (погрешность шкалы), нелинейность, дифференциальную нелинейность АЦП с погрешностью контроля не менее Δ. Рассмотрим схемы нескольких устройств, позволяющих автоматизировать процесс контроля параметров АЦП, в которых ис­пользуется многоразрядный образцовый ЦАП, предна­значенный для формирования входного сигнала АЦП ли­бо для восстановления аналогового сигнала из выходно­го кода АЦП. При этом линейность ЦАП должна быть на порядок выше линейности проверяемого АЦП.

На рис. 6 представлена схема одного из таких устройств. С генератора Г напряжение синусоидальной формы U_вх поступает на вход контролируемого АЦП и

Рис. 6. Схема устройства автоматического контроля парамет­ров АЦП

на один из входов дифференциального усилителя У. Ре­зультат преобразования в виде кода N_i с частотой запус­ка АЦП заносится в регистр. Затем код N_i преобразует­ся с помощью образцового ЦАП (разрядность которого должна быть, по крайней мере, на четыре единицы боль­ше разрядности контролируемого АЦП) в аналоговый сигнал U_выx, подаваемый на другой вход усилителя. Раз­ностный сигнал усилителя ΔU=k(U_вх — U_выч) характе­ризуется суммой погрешности квантования (±1/2)А и погрешности линейности АЦП. Следует учитывать, что любой сдвиг по фазе между входным сигналом АЦП и задержанным выходным сигналом ЦАП дает дополни­тельную погрешность. Поэтому для минимизации этой дополнительной погрешности частота входного сигнала должна быть достаточно низкой и определять ее необхо­димо исходя из быстродействия контролируемого АЦП и образцового ЦАП.

На рис. 7 приведена схема еще одного устройства автоматического контроля АЦП, где образцовый ЦАП используется в качестве формирователя входного воздей­ствия на контролируемый преобразователь. Формирователь кодов ФК обеспечивает формирование на цифровых входах образцового ЦАП любой требуемой кодовой ком­бинации. Выходное напряжение ЦАП подается на вход контролируемого АЦП. Цифровой код Ni с АЦП переда­ется в запоминающий регистр ЗРг после каждого преоб­разования. Цифровое слово Ni’, присутствующее на входе образцового ЦАП, вычитается в устройстве ВУ из кода Ni и цифровая ошибка ΔN=Ni—Ni’ подается на ЦАП с низкой разрешающей способностью, на выходе которого

Рис. 7. Схема устройства контроля АЦП с разбраковкой резуль­тата контроля

она представляется в аналоговой форме. Кроме того, цифровая ошибка ΔN может быть подана на цифровой компаратор ЦК, в который занесены верхний и нижний пределы ее допустимых значений, что позволяет произве­сти проверку АЦП по принципу «годен—не годен», т. е. разбраковку контролируемых преобразователей. Разре­шающая способность образцового ЦАП в данной схеме, как и в предыдущей, должна быть на порядок выше, чем в контролируемом АЦП, чтобы уровень квантования ана­логового сигнала на входе АЦП не ограничивал разре­шающую способность считывания ошибки.

Как указывалось, сложность контроля параметров АЦП заключается в том, что каждому его выходному числовому коду соответствует определенная непрерывная аналоговая входная величина (ширина ступеньки на рис. 5, 10.30), крайние значения которой формируют со­ответствующие смежные числовые переходы. Поэтому для более качественного контроля характеристик АЦП тре­буется определение значения каждого из переходных уровней входного напряжения, что не обеспечивается пре­дыдущей схемой.

На рис. 8 изображена схема устройства, осущест­вляющего контроль выходной характеристики АЦП с ав­томатическим поиском переходных уровней. Это достига­ется включением контролируемого АЦП в цепь обратной связи, регулирующей его входное напряжение. Цифровой код Ni определяемого перехода с формирователя кодов ФК поступает на цифровой компаратор ЦК и на образ

Рис. 8. Схема устройства контроля АЦП с автоматическим поиском переходных уровней

цовый ЦАП. На другой вход компаратора подается вы­ходной цифровой сигнал контролируемого АЦП. Цифро­вой компаратор вырабатывает сигнал, управляющий ключом К, через который на вход интегратора И посту­пает напряжение Но определенной полярности, формируе­мое программируемым источником напряжения ПИН и инвертором Ин. Система сфазирована таким образом, что изменяющееся выходное напряжение интегратора прибли­жает выходной код АЦП к записанному в компаратор коду Ni. В момент достижения равенства кодов направ­ление изменения выходного напряжения интегратора из­меняется на противоположное вследствие переключения ключа К. В дальнейшем процесс продолжается при пе­риодическом пилообразном колебании выходного напря­жения интегратора вблизи уровня перехода. Точность, с которой производится поиск уровня перехода, определя­ется постоянной времени Т интегратора, его входным ин­тегрируемым напряжением Uo и быстродействием конт­ролируемого АЦП. Действительно, приращение ΔU_и выходного напряжения интегратора за время интегрирова­ния t_и определяется соотношением

ΔU_и=U₀t_и/T

Длительность интегрирования зависит от начальной разности кодов, поступающих на цифровой компаратор:

при большой разности длительность больше. Минималь­ное значение tn будет при периодическом колебании вы­ходного напряжения интегратора относительно уровня пе­рехода. При этом t_и определяется периодичностью отсче­тов АЦП, т. е. его быстродействием, и в предельном слу­чае не превышает периода запуска АЦП Т_зап. Для обес­печения требуемой точности контроля значение ΔU_и не должно превышать нескольких процентов от значения младшего разряда Л контролируемого АЦП. При извест­ных параметрах контролируемого АЦП (Δ и Т_зап) и по­стоянной времени Т интегратора входное интегрируемое напряжение Uo для допустимой относительной погрешно­сти γ= ΔU_и/Δ поиска уровня перехода определяется не­равенством

и для каждого конкретного типа АЦП формируется про­граммируемым источником напряжения ПИН. Для уменьшения времени поиска уровня перехода при боль­ших начальных рассогласованиях входных кодов компа­ратора начальное значение Uo устанавливается значи­тельно большим требуемого до момента наступления ра­венства кодов, после чего U₀ автоматически приводится к заданному значению. Найденное таким образом напря­жение перехода U_i2 сравнивается затем дифференциаль­ным усилителем У с напряжением U_i1, создаваемым об­разцовым ЦАП. Разностное выходное напряжение усили­теля и будет характеризовать погрешность контролируе­мого АЦП в заданной точке характеристики.

Рассмотренные методы контроля АЦП с использова­нием образцового ЦАП нашли широкое применение при создании автоматизированного контрольно-измерительного оборудования.

4. Контроль динамических параметров ИМС АЦП

Для преобразования быстроизменяющихся сигналов с широким частотным спектром, быстрого ввода информа­ции в ЭВМ, в частности аналоговых сигналов с первич­ных преобразователей при работе в многоканальных ин­формационных системах, требуются АЦП, имеющие хорошую линейность и малое время преобразования. По­следнее определяют как интервал времени, в течение ко­торого выходной сигнал АЦП при подаче ступенчатого входного сигнала достигает значения, отличающегося от установившегося не более чем на допустимую погреш­ность. Следует иметь в виду, что при определении вре­мени преобразования необходимо учитывать статическую погрешность преобразования, чтобы последняя не входи­ла составной частью в результирующую погрешность определения времени преобразования. Поэтому под уста­новившимся значением выходного сигнала АЦП пони­мают результат преобразования в статическом режиме, когда процесс преобразования заведомо завершился.

В

Рис 9 Схема Устройства измерения времени преобразования АЦП с внещним запуском.

отличие от ЦАП, для которых динамическая и ста­тическая погрешности преобразования могут быть опре­делены как составная часть его разрешающей способно­сти, в контролируемом АЦП погрешность преобразования, как бы мала она ни была, лимитируется погрешно­стью его дискретности. Помимо определения времени пре­образования в ряде случаев требуется контроль допол­нительных динамических характеристик: времени пере­ходного процесса во входных цепях АЦП t_вх и времени цикла преобразования t_ц, необходимого для отработки всех разрядов АЦП и получения на выходе соответству­ющего кода. Эти характеристики связаны соотношением t_пр=t_вх+t_ц, поэтому достаточно проконтролировать t_гр и одну из оставшихся величин. Контроль времени t_вх целесообразен, когда оно соизмеримо со временем кодиро­вания, поскольку значение tax можно использовать в дальнейшем для определения соответствующей составля­ющей результирующей погрешности в динамическом ре­жиме. Если время преобразования не зависит от значе­ния входного сигнала, то целесообразно контролировать одно значение t_пр в точке, расположенной в верхней поло­вине диапазона измерений.