Расчет узлов радиоприемных устройств - под ред. проф. Протопопова А.С., страница 4

4.1 еток-затворная характеристика е доетаточным приближением еппроколмируетея квадратичной зежиоимоетью, а ее крутизна 8 = — л- — линейной завиоимоотью. Зля этого «о' Ф~~ елучая крутизна преобразования найдетоя из ооотномения АВ ««ВВ«05В-пс05и6$1МВ Х п(а -О(«-«Е~) (4.7) При м = 1 крутизна преобразования Ю~д д -,81е диац д Л1 8% т-64МЮ Поатояннэя аоатавлнхщан разложения крутизны в ряд Фурье (необходима для расчета коэ$рициента передачи по каналу прямого прохождения) 4щ зь'п8-аст9 (4.9) ГХ ~- изб В соотношениях (4.7)-(4.9) Ю - наибольшее значение крутизны сток-затворной характеристики полевого транзистора; д - угол отаеяки импульсов крутизны (риа.

4.2), Рис. 4.2 Рисе 4.3 В преобразователях частоты на биполярных транзисторах (риа. 4.3) крутизна характеристики 1„( У ) а достаточной точностью может быть описана выражением 5 = Ю и ', где а-Е У,сай,~, «« - амплитуда напряжения гетеродина, а Е, - поатоннное смещение г на переходе эмиттер-база. Для этого случая постоянная составлявщня крутизны и крутизна преобразования найдутся по формулам: ,,~н гу (~д) ~ «(«яД «м$ Ф~ Ю Я -,у и «(р(у )=а Х («в5 -«ж5 ), где 1,(а~0'), 1„ОЖЕТ' ) - модули бесселевых Функций нулевого и и-го порядков от мнимого аргумента; 5,,5 - крутизна характеристики транзиатора в точках У = О, У = ~; Х - максимальное значение ~~йзны. Кроме тогськрутизну преобразования, а также активные чаати входной и выходной проводимостей преобразователя чаатоты на биполярном транзисторе можно приближенно определить по эмпирическим зависимостям: 5„= (О,4 8.

0,7) ~')~ ); а (О16 + О 8) )У где У„„~', - параметры транзиатора в режиме усиления на частоте вхсдйого сигнала, а '~~ - то же на промежуточной частоте. При вычиаленин реаитивной чаати входной и выходной проводимостей учтем, что +Вы входные н выходные емкоати трннзиатора в ре- ~ Ь дамах усиления и преобразования частоты ~Т «4 л; практически равны. (4 Для преобразователей частоты широко . применнютая интегральные охемы (ИС) усилите- ~ Т~ лей высокой чаатоты (КХ75ВУЧ К43ЬХВХ и др.) ~ 1,~ у, а ди44еренциальными каскадами и интегральные охемы аналоговых перемножителей Риа.

4.4 (Я6ПС1, Х74ПСХ и др.). Крутизна преобразоданил при использовании ИС уВ% на оонове ди44еренпиального каскада (рис. 4.4) определнетая из соотношений: 4у И;- Ц, «Ф,.; ~ ~~б8 Ж ' У~СС ~. (4.13) 5- а . Ь,, исКУТ,. и у,~' у 'ру Ф 8 г т~ 1 ' Ще тт - тепловой потенциал (тт= Ж мВ прк Т = ЭОО К); 38= —— крутизна транзистора генератора стабильного тока (ГСТ); Ю - оопротивление резистора в цепи эмиттера ГСТ; Х - постоянный ток ГСТ; '1,- первая гармоника выходного тока, причем Х~/« — (0,15+0,2) У,/9~, прл 41«~~/М~)~1 и 1,/Х - — ври Ь~~/$'>4. Крутизна преобразования при использовании ИС аналогового ,перемножнтеля и «ф»~' г 8: — -Р Я Ж' (4.1 где Ю - сопротивление резистора, вклвченного ме~ду меттером 8, транзиотора ГСТ первого дифференциального каакнда и эмиттером 'транзистора ГСТ второго диФФеренциального каскада. Табли ца 43 Таблица 44 таблица 4.5 Таблица 42 4.1.2.

Типо е з ачи и таблн ва ьи емых анных 1 Сток затнорнан характеристика полевого транзистора описы ~жется выражением 1, = И~ . Раосчитать зависимость крутизны преобг мзовання по первой гармонике гетеродина от напряжения смещения ~а затворе. Данные для расчета приведем э табл. 4.1. 2. Раосчитать крутизну преобразования и коэу~ипиент преобраювания преобразователя частоты на биполярном транзисторе, крутизна которого задана зкапонентой 5 = 5, Р " " а= ЗО ХЯ3, а, = = Е„+0 аиЯХ~Л, Нагрузка — резонансный контур. Исходные данные приведены в табл. 4.2. Сравнить результаты расчета с расчетом по юмпирическим зависимостям (4.12), полагая ток в рабочей точте Хк = 2 мА.

3. Рассчитать частоты побочных каналов приема н комбинационных свистов. Принять полосу пропускания усилителя низкой .частоты Д = 5 КГц. Дать рекомендации для уменьшения числа побочных каналов ПриеМа. Исходиые данные даяы в табл. 4.Л. 4. Рассчитать коз4$мциент преобразования преобразователя часготы на ИС типа К175УВЧ (см. рис. 4.4). Исходные данные приведены з табл. 4.4.

5. Рассчитать элементы принципиальной схемы преобразователя частоты на ПТ (см. рис. 4.3) по исходным данным табл. 4.5. Таблица 41 4.2. РАСЧЕТ ПРЕОБРАЭОИТЫй ЧЬСТЩИ СВЧ В настонцее время основным типом преобразовательного элемента в диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн являются полу проводниковые диоды: точечные кремниевые диоды (ЕФ) или диоды с барьером Шоттки (ДНЯ).

В дециметровом и нижней чаоти сантиметрового диапазона возможно построение преобразователей на транзиоторах, 4;2.1. Ос Овине 0 тные сот оше (4,15) (4.20) т.е. -,7»»р(2 )- -,У»м Е~„, Параметры преобразования ЛПЧ: ~»р Ю Фр»» Г (4»16) (4.17) Рис. 4.5 Рис. 4,6 (4.18) (4.21) Дисц~ные преобразователи частоты (ДПЧ). Схема ДИ показана на рис, 4.5. Лля диода крутизна его вольт-емперной характеристики 5 и внутреннее сопротивление Ю,.

(или внутренняя проводимость д~ ) однозначно связаны: Поскольку диод является двухполюсным элементом л токи сигнальной и промежуточной частот текут как во входной, так и в выходной цепях, то можно сказатьз что в ЛПЧ существует сильная. обратная связь по тощ~, и наряду а прямым преобразованием частоты в ЛНЧ происходит и процесс обратного преобразования частоты. Бри етом внутренние параметры прямого и обратного преобразований в Щ(Ч одинаковы, а коа$фициенты прямого н обратного преобразований отличаются из-за разницы ~„и Е,: Входное и выходное сопротивления ДЙЧ записываются в виде 5 Я„ гь.= (4.19) Веииоиив и» =у~~-р» везызвезов кзрвкзериозизеокоп прозозкмоотью АПЧ и имеет тот же смысл, что и характеристическая проводимость линейного четырехполюсника (при нагрузке четырехполюсника На Сспротизлзиие, раВНОЕ Я„з 6ГО ЗХОди06 ООПроткалеиие такие -равно Чб„.

Максимальная мощность сигнала промежуточной частоты на выходе ППЧ получается в режиме двухстороннего комплексно-сопряженного согласования, т.е. при одновременном выполнении условий: Я~ Я$ з ЫЗ(2, )з» Ю = 36(2~, ) =Ю »» ~рра»р ' ЯЕ(~„)- Ю„=06(Е ) У т.е. (~п) ~~(~»з»ю)* Согласование производят с помсщью реактивных трансформаторов Тр» и ай, включаемых мекщ иоточником сигнала Е,. и диодным смесителем (ДСМ), а также между ДСМ и нагрузкой 8„(рис.

4.6). С помощью Ур~ сопротивление Е пересчитывается ко входу ДСМ (ва- с жимы 1-И в величину 86, е с помощью Тр 2 сопротивление Е„пересчирр ' е» тызеется к зажимам 2-2 (выход ДСМ) з 2~ „. При чисто активных сопротивлениях Ж,= 1~ и Й„=У„.одновременное выполнение условий (4.20) возможно, если У,= Чд и Ю„= Чб„,. Тогда трансформаторы Тр1 и Трй должны иметь коз4Фициенты транс4ормации соответственно: Р» » "'е» и,. р и (4.22) 3 СБЧ-диапазоне они могут быть реализованы как четвертьволновые трансформатор~ активных сопротивлений (отрезки МПЛ длиной Л Ф и зо»возы» оопрозизиевиев Г =зЯ„Л» ).

Ив рио. 4.6 ко - узкополосный фильтр во входной пейн, настроенйый на частоту сигнала. этот Фильтр не пропускает ко входу смесителя колебания а частотами, соответатвукщими побочным каналам приема. Такие преобразователи частоты называют узкополосными. 3 режиме полного согласовали (что обычно и реализушт на практике) номинальный коэФФициент преобразования ('„»м~, и номинальный коэфФициент передачи мощности К„~ „,„~~ соответственно будут: , )/:,' .,",, (4.2З) -А' ~-( — ~ — ~ »»РмщФ сидю я а +,) (4.24) КоэФФициент шума ДПЧ К з (4,25) л» Ун»и где ~„- относительная шумовая температура смеаительного диода, характеризукщня интенсивность его всех внутренних шумов.

Обычно непоаредатвенно за ДИ ставят предварительный усилит6ль промежу!точной частОты (ПуПЧ), как прнвилс ~ Однокаакндный Если его коэФФициент шума ~,„„~„„а величину ~/Х „обозначить кнк потери в преобразователе А, то коэ44шциент шума ЛПЧ оовмеатно а ПуПЧ. будет величина ~„лежит в пределах 0,8...8,0 и зависит от технологии изготовленйя диода и мощности гетероднна, подаваемой на диод. С увеличением мощнОсти г6теродина величина 4. Возрастает, а 6 уменьшается. Поэтому существует оптимельное значение мощноа- Д ти гетерсдина Р, „~, обеапечивашщее минимум коэФФициента шума ДИ.

Обычно И,~, = О,4...Х мВ . Общйе потери в преобразователе частоты А „ск)илываштая из потерь в амеаительном диоде Ь„, потерь за счет отражения мощности сигнала от входа ДПЧ Ь „ , потерь за счет ответвления мощности сигнала в тракт гетеродина Л„: 6„„(~5)= ~„(~6).Ь„~<уБ) Ь,(уй), где Ь = Х09ВК „) УФжлу) . ДБ; К, „- КОЭФФ с Для нахождения значений амплитуд гармоник крутизны восполь- зуемся экспоненпиальной аппроксимацией ВАХ диода 46 где 1~ 10 А; а = 26 3" для ТКК; Х» ~ ХО А, а = Зб 3 для ЯЮ. При этом крутизна также подчиняетоя экспоненциальной зависимос'- ти ) = аХ,е; .)» и Ю„определяются по (4.10) и (4.ХХ) ооответатвенно.

Наилучшие результаты дает преобразование по первой гармонике гетеродина, т.е. ю = Х. Как уже отмечнлоаь, потери преобразования а увеличением Р~, а следовательно, и Р,„, уменьшаштся. Но П, не должно превышать максимально допустимых значений: д' 4 0,6 В для Л~ диодов; 0', ~ 0,2...0,3 В для 6» - диодов; Р„~ 4 0,8 3 для бн.лз - диодов. Рабочуш точку диода обычно выбирают в начале координат или о небольшим смешением. Поэтому Е = (О... +О,З) В. При этом несколько уменьшаетая требуемая мощность гетеродйна. При экапоненциальной ацпрокаимации ВАХ диода уравнение (4.23) может быть записано в виде' (4.27) ой~~й 8 Я~ ф где 5» 3 ЙВ0) ,м » с» у»(аП,) 6, = а5' н»3„(ад' ), (4.28) ) где Ваш ~гм)» гт в г~п Зависимости ~и„и В от величины йд,' показаны на риа.

4.7 я рна. 4.8 соответственно. Расчет ЛВЧ при выбранном (или знданном) диоде и изшеатных сопротивлениях источника сигнала Ус и нагрузки Ю„вклшчает выбор режима рабою диода (Е»,Р,,Н,Р ), нахождение величин (и„(и0 ), 3„(аИ, )по риа. 4.7 и 4.8, 6м по Формуле (4.28) и расчет номинальных коэффшцнентов пер6дачи 4„» „цо (4е27) ° 4„»р„»,„по (4е24) ° коэф~ипиента шума ЛПЧ по (4.2б) или (4.26), а также определение козФфицнентон трансФОрмации ш,, по (4.2х) и и по (4.22), Ж 4Ф ~Ж Ф 4 Ф 4 Ф Ф и зФ Ф Фю 4Ф 4~~7 Рис. 4.8 Рис. 4.7 Трансформаторы в диапазоне СНЧ реализуются обычно на отрезках МПЛ.

Балансовые диодуе преобразователи частощ (БПЧ). В СЫЧ-диапазоне (сантиметровом и особенно миллиметровом) создаются условия для преобразования ~щмов гетерсдина на промежуточную частоту. Нри К >>7 ~ >>«' и конечной добротности колебательной системы в г и гетеродина Ы = 10 ...10 ) ее п6ъкжая полоса а« становитая сонэ- к Ы меримой с ~„, и шумы на частотах, соответатвух«цих основному н зеркальному каналам приема, будут преобразовыватьая на промежуточную чаатоту (рис.