Тема 8. Системы синхронизации (774456), страница 2
Текст из файла (страница 2)
В зависимости от этой процедуры различают три вида схем: гт1 ° с квадратичной нелинейной обработкой сигнала (схем~ Пистолькорса, Сифорова); ° ФАПЧ с квадратурными каналами (схема Костаса); ° с обратной связью по решению. Для схемы с квадратичной обработкой (рис. 10.6,а) полу. чаемый на выходе нелинейного элемента сигнал будет содер.
жать гармонику частоты 2Гк, которую можно отфильтровать волосовым фильтром (схема Пистолькорса) или ФАПЧ (схема Сифорова). Разделив зту частоту на 2, получим частоту Уз. Так как во всяком нелинейном элементе при малом отношении сигнал/помеха помеха подавляет сигнал, то перед схемой возведения в квадрат желательно включить фильтр. Принципиальный недостаток этой схемы, как, впрочем, и всех других, — неоднозначность оценки фазы: изменение фазы входного сигнала на к не отражается на фазе выходного сигнала. Следствием этого является так называемый эффект «обратной работы» (инверсия принятой последовательности символов). Для устранения обратной работы используется относительная фазовая модуляция (см. гл.
5). В схеме Костаса (рис. 10.6, б) входной сигнал раскладывается на две квадратурные составляющие: дохсоз(у(0) и Аохз!п(~р(0), которые затем в результате перемножения дают напряжение, пропорциональное доз!п(2у(0). Этим напряжением, предварительно отфильтрованным низкочастотным фильтром ФНЧ, с хаРактеРистикой Кз(Г), УпРавлЯетсЯ по частоте генеРатоР так, чтобы свести к минимуму фазовое рассогласование ~р(г).
Оптимальная форма частотной характеристики ФНЧ~ КЩ минимизирующая погрешности измерения фазы ф(5, определяется спектральными плотностями мощности полезного сигнала на входе фильтра 8(Г) и шума )у(Г). При белом шуме (10.4) где г 8(,) РТ з~п(яу с) ягТ, Из (10.4) следует, что при малой спектральной плотности мощности шума фильтр ФНЧ, практически не нужен, а при большой он должен быть согласован с входным сигналом. Для этих двух крайних случаев дисперсия флуктуации фазы соответственно равна о~„= 1/Оп' и о~„З/4Ж и определяется отношением 272 Вход Выход ФД 8 о й ЕД фнЧ, б 1 фД Рис. 10.6.
Структурные схемы устройств фазовой синхронизации с квадратичной нелинейной обработкой модулированного сигнала (а), с квадратурными каналами (б) и с обратной связью по решению (е) сигнал/шум и параметром О. Схемы с квадратичной обработкой и Костаса при отсутствии частотных нестабильностей несущей об- ладают одинаковой точностью оценки фазы <р, Однако с позиций 273 технической реализации схема Костаса проще и технологичнее, так как в ней отсутствуют полосовые фильтры. Кроме того, при частотных сдвигах несущей, например эа счет эффекта Доплера, точность оценки фазы в этой схеме выше, потому что фильтрация сигнала осуществляется после отслеживания частоты в более узкой полосе. Неоднозначность отсчета фазы в схеме сохраняется.
Дальнейшего улучшения характеристик УФС можно достичь, если при формировании опорного сигнала использовать демодулированные посылки. Такое устройство, называемое УФС с обратной связью по решению (рис. 10.6,в), позволяет получать минимальную дисперсию ошибок в оценке фазы, так как все операции над сигналом при малой вероятности ошибки на символ в схеме линейны. Задержанный принимаемый сигнал перемножается с восстановленными посылками и затем получаемый гармонический сигнал несущей частоты фильтруется с помощью системы ФАПЧ. В момент включения УФС, когда фазы опорного и принимаемого сигналов не совпадают, посылки восстанавливаются с большими искажениями, но по мере уменьшения фазового рассогласования их достоверность растет и схема входит в режим синхрониэма.
Как и все предыдущие схемы, УФС с обратной связью по решению обладает неоднозначностью отсчета фазы. 10.4. Тактовая синхронизация Для обеспечения оптимального приема дискретных сигналов необходима тактовая синхронизация демодулятора приемника относительно потока поступающих на вход посылок. Тактовые импульсы (ТИ), временное положение которых совпадает с моментами окончания посылок, управляют работой интеграторов при корреляционной обработке сигнала или используются для снятия отсчета напряжения с выхода согласованных фильтров.
При неоптимальном приеме ТИ используются при регенерации посылок. Помимо этого, ТС необходима тогда, когда квазисинхронные потоки символов разных источников объединяются в один поток. Поскольку при случайном характере передаваемой информации, спектр радиосигнала сплошной и расположен в области несущей частоты, то он не содержит составляющей тактовой частоты. Поэтому для обеспечения ТС сигнал должен быть соответствующим образом обработан. Необходимо отметить, что информацию о тактовой частоте в СПИ с простыми сигналами мож- 274 но выделить только из сигнала, в котором модулирующие посылки меняют свое значение. Сигнал, модулированный посылкой одного знака, информации о тактовой частоте не несет. Чтобы предотвратить появление длинных последовательностей одного знака, часто используют специальные устройства рандомизации потока.
Например, в кодере СПИ с ОФМ выходные символы у, связаны с входными х соотношением у = у;.,Ех, при этом последовательности одного знака преобразуются в меандр. При создании устройств тактовой синхронизации (УТС) необходимо найти алгоритм, обеспечивающий наилучшую (в смысле выбранного критерия) оценку временного положения сигнала. Из теории оценок известно, что зта задача сводится к определению максимума функции правдоподобия Л(т). Максимум функции Л(т) можно найти устройством с параллельным анализом на интервале неопределенности (О, Т,) или с последовательным (следящие УТС).
Первый тип устройств позволяет определять т за минимальное время, однако из-за сложности реализации применяется редко. В следящих УТС в произвольной точке вычисляется значеал( )) ние производной функции правдоподобия — ч (иногда еще дополнительно значение Л(т)), а затем по этому значению в решающем устройстве оценивается наиболее вероятное положение максимума Л(та = гпах. Следующее вычисление производится в точке, которая позволяет оценивать положение максимума с наибольшей достоверностью.
Ею могла бы являться координата максимума функции Л(т). Однако система слежения в этой точке оказывается нечувствительной к изменению временного полоал(т)) жения входного сигнала, так как — ч =О. Поэтому целесот=я образно следить за точкой, где производная дл(т)/дт и значение л(т) достаточно большие. Если передаваемый сигнал известен, то определение Л(т) заключается в нахождении модуля функции взаимной корреляции принимаемого сигнала и опорного. В СПИ зто принципиально невозможно, так как передаваемая информация носит случайный характер. При этом оптимальный алгоритм вычисления Л(т) оказывается слишком сложным и его целесообразно применять лишь для получения оценок потенциально достижимой точности измерения фазы.
275 На практике используют квазиоптимальные алгоритмы, реализуемые на базе демодулятора посылок без синхронизации. Сигналы с выходов согласованных фильтров детектируются и их разность затем подается на решающую схему (РС). Момент смены знака содержит информацию о фазе тактовой частоты. В качестве примера рассмотрим работу демодулятора двоичных ЧМ сигналов (рис. 10.7,а).
В отсутствие шумов сформированные импульсы ТС имеют постоянный временной сдвиг Т,/2 относительно тактовых импульсов посылок (рис. 10.7,б). При действии шумов их временное положение изменяется. Дисперсия флуктуаций определяется отношением л', видом модуляции и способом обработки. При когерентной обработке амплитуда сигнала в точке 1 при отсутствии шума равна Е, а флуктуации имеют гауссовский закон распределения Щи) с дисперсией ЕИ,.
Поэтому, как это следует из рис. 10.7, в, при больших значениях л' = Еlйэ флуктуации фазы сформированных импульсов ТС также будут подчиняться гауссовскому закону Щт) с дисперсией о,' Т~)'л". Для повышения точности окончательную оценку фазы тактовой частоты производят по ряду измерений в следящем фильтре. Для этого во временном (фазовом) дискриминаторе ВД сравнивают последовательности сформированных и опорных импульсов. Напряжение с выхода дискриминатора определяется разностью фаз. Опорный генератор управляется по фазе так, чтобы свести это рассогласование к минимуму.
По своей структуре, алгоритму работы и характеристикам следящее УТС подобно ФАПЧ. Принципиальное отличие здесь заключается в форме фазовой характеристики и во входном сигнале, представляющем собой случайную последовательность импульсов, статистические характеристики которой определяются передаваемой информацией. Ф! Рис. 10.7 (начало) о в Рис. 10.7 (окончание). Структурная схема демодулятора двоичных частотноманипулироввнных склепов (а), зпюры напряжений в различных точках ее, иллюсгрирукхцие формирование тактовых импульсов (б), и определение дисперсии флуктуаций фазы импульсов тактовой синхронизации (в) Существуют различные способы практической реализации следящих УТС, из которых наиболее распространены устройства с дискретным управлением (рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
