Максимов М. В. - Защита от радиопомех (768830), страница 22
Текст из файла (страница 22)
Безынерционный преобразователь, называемый также дискриминатором, в зависимости от типа радиозвена имеет различные схемные решения. Так, в угломере — это пеленгационное устройство, в измерителе допплеровской частоты — радиоприемник с частотным детектором, в командной радиолинии — радиоприемник совместно с дешифратором (декодирующим и демодулирующим устройствами) и т, д. При отсутствии помех преобразовательные свойства дискриминатора характеризуются дискриминационной характеристикой, определяющей зависимость выходного сигнала дискриминатора от передаваемого сообщения (измеряемая координата, ее производная, передаваемая команда управления и т. п.).
Под действием помех свойства дискриминатора часто изменяются и, следовательно, меняется его математическая модель. Изменение свойств дискриминатора связано с наличием в нем параметрических и нелинейных элементов. Так известно 1861, что амплитудные флуктуации сигнала, поступающего на пеленгатор с коническим сканированием, приводит к следующей зависимости выходного напряжения и, пеленгатора от угла рассогласования 0 в одной (например, вертикальной) плоскости пеленгации; и „= к, П + т,(~)10 + (2к,„lк ) и (С) соз(),„й (4.1.4) Здесь й — крутизна модуляционной характеристики антенны; ш, (~) — глубина помеховой модуляции; й, — коэффициент передачи пеленгатора при отсутствии помех; »),„— частота сканирования.
Как видно из приведенного уравнения, записанного при условии, что составляющие с частотой сканирования и ее 123 гармониками полностью устранены выходяым фильтром, коэффициент передачи к,„, = к „П + гл, (г)! пеленгатора при приеме им флуктуирующих йо амплитуде сигналов из. меняется вместе с гл„ (1) и оказывается поэтому случайной функцией времени. Одновременно появляется аддитивная составляющая напряжения и„, равная (2 к, ~к ) соз О,„Г. Уравнение (4.1.4) определяет математическую модель пеленгатора с коническим сканированием при приеме флуктуирующих по амплитуде сигналов.
В общем случае наряду со случайным изменением крутизны дискриминационной характеристики и появлением аддитивной ошибки помехи приводят к резкому уменьшению диапазона, в котором выходной сигнал дискриминатора линейно зависит от передаваемого параметра.
Уравнения дискриминаторов в явном виде находятся в результате решения задачи о прохождении сигналов и помех через все элементы рассматриваемого устройства. Однако непосредственное получение уравнений связано, как правило, с практичесии непреодолимыми трудностями, Особенно большие трудности возникают при учете помех значительной интенсивности. Теоретически или экспериментально удается чаще всего определять лишь статистические характеристики напряжения дискриминатора и при фиксированных значениях передаваемого сообщения или измеряемой координаты х. По этим характеристикам можно получить математическую модель дискриминатора в соответствии с заранее установленным критерием статистической эквивалентности. На практике чаще всего требуются совпадения математических ожиданий М„, М,,„, и спектральных плотностей 6„ (гэ), 6,,„, (ы) (или корреляционных функций) для выходных сигналов и и и„„„ получающихся на выходах реального дискриминатора и его математической модели, называемой также статистическим эквивалентом.
Уравнение статистического эквивалента, устанавливакь щее связь и„„, с х, принципиально может быть любым. Это объясняется возможностью определения. значительного числа функций исэ„, (х), которые обеспечивают получение М„„, и 6,,„, (в), совпадающих с М„и 6„(ы) соответственно. Однако на практике в качестве уравйения статистического эквивалента целесообразно использовать многочлен и-й степени.
В таких условиях тождественность реального дискриминатооа и его статистического эквивалента обеспе- !24 (4.1.5) (4.!.6) М„, =,„Е, (ы) = 6, (ы) + 6э (ы) 0 + 6э (ы) 0'. Так как в рассматриваемом примере М, изменяется пропорционально О, а 6, (в) зависит от 0 и О', то естест. венно предположить, что реальный пеленгатор является линейным измерителем угла 8 и уравнение его статистического эквивалента имеет вид (4.1.7) Здесь 5, (Г) и $, (Г) — коэффициенты уравнения, которые могут бйть как постоянными величинами, так и детерминированными или случайными функциями времени. Математические ожидания Мьэ и МЫ, спектральные плотности 61, (ы) и 6ы (в), а также взаимные спектраль- 125 чивается определением величины а и коэффициентов много- члена.
При этом если коэффициенты оказываются случайными, то возникает необходимость отыскания их математических ожиданий, а также спектральных и взаимных спектральных плотностей. Применение многочлена в качестве уравнения для стаистического эквивалента оправдано наличием линейной зависимости между и„„, и коэффициентами многочлена, чго упрощает вычислительную работу. Кроме того, много- члены удобны для их отображения с помощью стандартных ЭВМ, которые могут быть использованы для исследования различных по своему назначению систем радиоуправления.
Методика нахождения статистических эквивалентов в соответствии с указанным выше критерием детально рассмотрена в (51, 106, 107, 110). Поэтому здесь даются лишь два примера, иллюстрирующие ее сущность. Первый пример относится к пеленгатору, для которого теоретически или экспериментально определены математическое ожидание М, и спектральная плотность 6 (га) для напряжения и,г, формируемого пеленгатором при любом фиксированном зйаченин угла 0 между направлением иа пеленгуемый объект и осью антенны пеленгатора. Пусть математическое ожидание М, и спектральная плотность 6, (ы) напряжения, формируемого пеленгатором, равны ные плотности 6аа (а) н 6„(аа) коэффициентов $ (О и $, (О должны выбираться так, чтобы выполнялись равенства (4.1.8) (4.1.9) где М„в, и 6,,„, (ы) — математическое ожидание и спектральная плотность напряжения иаа„,при фиксированном значении О.
Из уравнения (4.1.7) при предположении, что $а(!) и $,(!) являются случайными функциями времени, а значение угла 0 фиксировано, следует М„„, = Маа + Мы 9' (4.1.10) 6аа в (ы) = 6аа (ав) + 60 (ы) 0 +16аа (аз)+6аа(ы)10, (4.1.11) Сравнение соотношений (4.1.5) и (4.1.10) показывает, что условие (4.1.8) удовлетворяется, если Мьа = 0 и Мы = к , Чтобы 6,,„, (аа) = 6, (ы) требуется: 6!а (ы) = 6а(ы)' 6ы (ы) = 6а(ы).
6м (ы) + бш (аа) = 6, (ы). Следовательно, уравнение статистического эквивалента для рассматриваемого пеленгатора может быть записано в виде и,,, = (к, + Ц (!)] 0 + $а (1). (4.1.12) Здесь Ц (!) = $, (!) — Мы — центрированная случайная функция $, (!), В качестве второго примера иллюстрирующего методику нахождения статистического эквивалента и показывающего одновременно идентичность результзтов, получающихся при точном решении задачи и использовании статистического эквивалента, рассмотрим устройство, содержащее высокочастотный линейный усилитель и амплитудный детектор, нагрузкой которого являются параллельно соединенные резистор Я и конденсатор С. Пусть на вход высокочастотного усилителя поступают аддитивная смесь независимых друг от друга гармонического сигнала, модулированного по амплитуде, н широкополосных стационарных флуктуаций, а полезный эффект представляет собой напряжение а) ((), образующееся на нагрузке, !26 Будем считать, что (2п!ва) < ЯС << т„, где аа — угловая частота сигнала, совпадающая с центральной частотой амплитудно-частот -частотной характеристики высокочастотного усилителя, а т„— время корреляции огибающей сигнала и флуктуаций.
При этом условии и применении квадратичного детектора с характеристикой нелинейного. элемента представляет собой квадрат огибающей напряжения, вырабатываемого высокочастотным линейным усилителем; причем (7, (!) — огибающая принимаемого сигнала, а Яа (!) н Л,(!) б ющие косинусоидального и синусоидальиого ) — оги аю слагаемых, образующих флуктуации $ (О = „( ) Х х соз аа (+ А, з!и ы!а на выходе того же высокочастотного усилителя.
С другой стороны общеизвестными являются формулы, определяющие математическое ожидание Мг и корреляф нк ию Ка (т) для квадрата У (!) огибающей монического сигнала с постоянной амп уд лит ой смеси гармоничес (l, и узкополосного шума $ (!). Эти формулы имею д т ви П 721: (4.1.15) (4.1.16) М =2 '+и1, )7 (т) = 4 (о'р' (т) + У~~р (т)1 о гдео ир(т) — д ( ) — дисперсия и огибающая коэффициента кореляции для флуктуаций $ (!).
С я рассматриваемой здесь задачи, когда оги- С точки зрения р (7 (!) ринимаемого сигнала может считаться медленно изменяющейся случайной функцией времени, , М и )(, (т) являются усл ) условными математическим ожиданием и " функцией для квадрата огибающей, вычисленными при условии, что ()а (!) = ()а.
Тогда условные 127 я (и) = р иа при п < О, й(и) =0 при и~О можно найти, что П721 Ч = '/а(1,)сР (!). (4.1. РВ) В соотношении (4.1.13), справедливом при () КУ (О ( 0,1, ) (!) = 1(7 (О + А, (0)а + А; (О (4.!.! 7) (4.1.18) (4.1.!9) математическое ожидание М„(У,) и корреляционная функция )сч ((7„т) процесса т! (!) будут равны: Мч (О,) == — (), Й (20'+ (У,'), 4 а,(и„т)= — Вхуа р(т) (а'р(т)+(711, Считая функции М„(У,) и !гч (У„т) заданными, найдем уравнение статистического эквивалента, связывающее Чкккк н Ук где Чкккк — выходной сигнал статистического эквивалента, равный Математические ожидания М»„М», и М»„а также корреляционные функции !т», (т), )т», (т) и !т», (т) для коэффициентов Е, (Г), К, (Г) и Е, (!) в соответствии с критерием о равенстве математических ожиданий и корреляционных функций для сигналов, образующихся на выходах реального устройства и его статистического эквивалента, должны составлять М»о = 0 5Ц )7а', М»г = 0' М»к = 0 25Ц' )7» (т) = 0,25фх )~как рк(т)! !т», (т) —.— 0,25Н )7'а'р (т); )т», (т) = О.
Сравнивая уравнения (4.1,13) и (4.1.19) с учетом соотношения И.1.14), легко убеждаемся, что дк,„,=т), если считать, что Ео (Г) = 0 25 14 й (А) (Г) + А) (!) 1, $~ (!) = 0,5 5 ЯА, (Г) и Ц (Г) = 0,25 Д„)7, Рассмотренные здесь примеры наглядно показывают возможность находить уравнения статнстических эквивалентов по заданным условным математическим ожиданиям и корреляционным функциям (или спектральным плотностям) для выходных сигналов анализируемого одноканального радиотехнического устройства. Если радиотехническое устройство является многоканальным, то при нахождении статистического эквивалента для каждого пз ега каналов необходимо учитывать и появляющиеся из-за помех меж- 128 канальные связи.
Однако сущность методики определения статистических эквивалентов для многоканальных радио- технических устройств остается такай же, как и для одно- канальных [1051. 4.2. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ СКРЫТНОСТИ Скрытность радиоэлектронного устройства — это его способность противостоять разведке противником радиосигналов и тем самым затруднить ему создание радиопомех. Известны частотный, структурный, временной, амплитудный н пространственный методы повышения скрытности. Сущность частотного метода сводится к перестройке приемопередающих устройств в процессе пх работы и частотной маскировке излучаемых радиосигналов.
В угломерных устройствах с коническим сканированием целесообразно, помимо того, применение скрытой частоты сканирования (постоянной или изменяющейся во времени). Частотный метод направлен на то, чтобы затруднить противнику обнаружение рабочей частоты радиоэлектронного устройства с необходимой вероятностью или ее измерение с требуемой точностью. Сравнительно детальный анализ возможностей поисковых и беспоисковых устройств, осуществляющих обнаружение радиосигналов н измерение их несущей частоты, имеется в книге 1241 и поэтому устройства данного вида здесь не рассматриваются.
Применение скрытой частоты сканирования часто не позволяет противнику создавать помехи, прицельные по этой частоте; причем чем больше диапазон частот сканирования, тем менее эффективными будут помехи. Частотная маскировка излучаемых радиосигналов сводится к одновременному использованию й(, (й!, ) 1) передатчиков в свставе одного радиоэлектронного устройства.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
