Diplom (722160), страница 4

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 4)

р ис.5.1.1

Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна ₀/4), и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров.

Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра являются:

частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе пропускания L_п, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения П_з, определемая в нашем случае как П_з=4f_пч=120 МГц, затухание на границах полосы заграждения L_з=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий W₀=75 Ом.

При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n по формуле:

n=lg (L_з-1)/(L_п-1) / lg(П_з/П_пр)

n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81

Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен состоять из (n+1)=2 элементов.

Электрическая длинна l_i отрезков связанных линий всех звеньев фильтра одинакова: l_i =₀/4,

где ₀- длина волны в линии на частоте f_с: ₀=f₀/2,

- эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической проницаемости диэлектрика линии.

Для найденного значения n и заданного L_п=1,4 и П_п/f₀=0,2 определяем (n+1) коэффициент q_i (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады характеристических сопротивлений ступенчатого перехода:

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):

С_i=10lg(q_i+1)

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

C₁=C₃=29,2 дБ C₂=55,7 дБ

Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена b_i/d и S_i/d

b₁/d=b₃/d=0,993

S₁/d=S₃/d=3,08

5.4. Преобразователь частоты (смеситель)

Схема преобразователя частоты на полевом транзисторе

с внешним гетеродином ([4]):

В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со смесителем на однозатворном ПТ ([3]). Преобразование частоты обеспечивается за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.

Рис.3

Основные параметры транзистора берём из справочника [ 5 ] .

U_си=2 В .

R_и=200 Ом .

I_{с о}=5 мА .

U_{зи о}=0,5 В .

S_нач=6 мА/В

Пользуясь характеристиками ПТ (рис.3), выбираем напряжение смещения:

E_см=U_ЗИотс/2=0,5/2=0,25 В

Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать E_см.

Полагаем,что для ПТ крутизна при U_ЗИ=0: S_нач=6 мА/В,

при U_ЗИ=U_ЗИотс/2: S_нач/2=1,5 мА/В

Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток U_ЗИ имеет вид:

I_С=0,5×S_нач×(1+ U_ЗИ / U_ЗИотс)²

При подаче на вход смесителя напряжений сигнала u_c=U_сcos_ct и гетеродина u_г=U_гcos_гt получаем амплитуду тока частоты _п=_г-_с:

I_п=0,5×S_нач×U_с×U_r/ U_ЗИотс

Крутизна преобразования:

S_пр=1/2×S_м1=1/2×( S_макс - S_мин)/2=(6-1,5)/4=1,12 мА/В

Зададимся L₁ = L₂ = 1 мкГн;

С₃ =С₄=1/((2×f₀)²×L)=1/((2×3,14×3×10⁷)²×10^-6)=

=28×10^-12=28 пФ

Характеристическое сопротивление контуров:

_к= L_к/С_к = 10^-6/28×10^-12=1,9×10²

По таблице 6.1 [3] находим отношение полосы пропускания двухконтурного резонансного каскада к полосе приёмника:

(n)=1,56

Полоса пропускания одного каскада УПЧ по уровню -3 дБ:

П_iупч=П(n)=61,56=9,3 МГц

Эквивалентное затухание контуров:

d _э= П_iупч/2f₀ =9,3/20⁹=0,05

Полагаем коэффициент включения транзистора в

резонансный контур m₁=1;

d_э/_к = d₀ + m₁²g_вых.ПТ + m₂²g_вх.УПЧ

Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями:

d₀ 0,006..0,01. Принимаем: d₀ = 0,006; g_выхПТ 0.

Коэффициент подключения m₂ :

Коэффициенты передачи смесителя:

по напряжению:

К_u= m₁×m₂×S_пр× _к /2×d_э =1×0,8×1,12×10^-3×1,9×10²/2×0,05=1,7

по мощности:

К_р= К_u²×R_а/ R_вхУПЧ=1,7×75/1×10² = 2,2

Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S-параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценим коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :

Ш_ПЧ=(2..3)Ш_тр=(2..3)1,5 3 дБ

Расчёт смесителя по постоянному току :

Напряжение смещения:

Е_см=U_си0= I_{c о}×R₂ =0,25 В

R₂ =0,25/5×10^-3=50 Ом

Напряжение источника питания:

Е_п=U_си0+I_{c о}×R_и=0,25+5×10^-3×0,2×10³=1,25 В

Так как необходимо согласовать ВЦ и вход смесителя с волновым сопротивлением антенно-фидерного тракта 75 Ом, то взяв R₁=R_ут=75 Oм получим входное сопротивление смесителя R_вх=75 Ом (т.к. входное сопротивление ПТШ достаточно велико).

5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :

УО такой зависимостью не характеризуются.

Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу последовательного усиления и суммирования:

Рис.5.5.1.

Такой усилитель (рис.5.5.1) представляет собой последовательное соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС; сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции частотной и фазовой характеристик усилителя.

Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается системой уравнений:

где К₀ – коэффициент усиления в линейном режиме; U_вх.н – пороговый уровень входного сигнала, начиная с которого амплитудная характеристика становится логарифмической; b – коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.

Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из соотношений [11]:

где К_ОС - коэффициент усиления одного каскада на ИМС;

D_вх = U_{вх.макс} / U_вх.н - логарифмический динамический диапазон усилителя, определяемый протяженностью логарифмического участка амплитудной характеристики и равный динамическому диапазону изменения уровня входных сигналов;

U_{вх.макс} - максимальный уровень входного напряжения, соответствующий концу логарифмического участка амплитудной характеристики;

U_вх.н - напряжение на входе ИМС, при котором начинается амплитудное ограничение;

n - число каскадов усилителя;

K_0n - к-т усиления всего усилителя в линейном режиме;

- ошибка, связанная с отклонением АХ от логарифмической.

Данные к расчету:

• частота сигнала ПЧ: f_пч = 30 МГц;

• избирательность по соседнему каналу: Se_ск = 10 дБ;

• коэффициент усиления УПЧ: K_0n =13440;

• искажения переднего фронта импульса: t_и =0,15 мкс;

• динамический диапазон входных сигналов D_вх=60 дБ;

• динамический диапазон выходных сигналов D_вых=<10 дБ;

• порог логарифмирования АХ: U_вх.н =1×10^-4 В.

Принципиальная схема УПЧ [11] приведена на рис.5.5.2

Рис.5.5.2 Принципиальная схема УПЧ

Расчет УПЧ на ЭВМ

Ввиду ограниченности выбора ИМС, обладающих соответствующими паспортными данными, а так же трудности аналитического решения системы, расчет УПЧ будем производить методом последовательных приближений с использованием ЭВМ и программы Micro Cup V. Расчет логарифмической амплитудной характеристики УПЧ выполним по программе собственной разработки WinЛАХ. Ниже приведены результаты расчета, а листинг программы WinЛАХ дан в приложении.

5.6. Расчёт детектора

Для детектирования радиоимпульсов , т.е. для преобразования их в видеоимпульсы, используем последовательные диодные детекторы, выполненные по схеме (рис.5.5.1).

рис.5.5.1Последовательный диодный детектор

Видеоимпульсы с выхода детектора поступают на видеоусилитель.

Данные для расчёта:

Частота сигнала ПЧ f_пч = 30 МГц;

Параметры входного контура L_к=50 нГн; С_к = 2 пФ;

Допустимые искажения импульса :

Время нарастания импульса _у =0,2 мкс;

Время спада импульса _сп = (0,3...0,5)×_у = (0,3...0,5)×0,2 = 0,1 мкс;

U_вхДет = 0,5 В;

K_д ~ 0,8 _ 0,9.

Крутизна ВАХ диода:

S_д = i_д / u_д = 1/R_iд = 1/ 10 = 0,1

Ёмкость в нагрузке:

C_н = 15×C_д - C_м = 15×2 пФ - 8 пФ = 22 пФ

R_н~=_сп/(2,3×C_Н)=0,1мкс/(2,3×22пФ)=5.1кОм -параллельное сопротивление R_н и R_вх=1кОм ( в случае использования ВУ на ИМС К175УВ2)

Сопротивление нагрузки детектора

R_н = (R_н~×R_{вх ву})/( R_н~ + R_{вх ву}) = (5,1к×1к)/( 5,1к + 1к) = 1,2 кОм

Проверка правильности выбранных параметров детектора:

R_н~×(C_н + C_вхвУ + C_м)  (1..2)/f_пр

5,1 кОм×(22 пФ + 50 пФ + 8 пФ)  (1..2)/30 МГц

4×10^-6 > 0,067×10^-6 параметры детектора выбраны правильно.

Коэффициент передачи детектора К_д:

К_д = cosQ  0,8...0,9

г де Q = 3 / (Sд×Rн) =  3p / 0,1×1,2к = 0,428

отсюда Кд = 0,9

Входное сопротивление детектора Rвх

Rвх = Rн /2 = 1,2к / 2 = 0,6 кОм

Определим время установления фронта _уд

Характеристики

Список файлов реферата