Иванов-Циганов А.И. - Электротехнические устройства радиосистем (1979) (563351), страница 26
Текст из файла (страница 26)
нии компенсируются (рис. 6.28, зе) Поэтому схема Ларионова обес. печивает шестифазные пульсации В каждой фазной обмотке токи двух выпрямителей не перекры. ваются во времени, так как из-за различного подключения вентилей сдвинуты по фазе на угол, равный 11. Ток первой фазы вторичной обмотки равен сумме токов вентилей 1 и 4. Ток г„, протекает в положительном направлении в ту часть периода, когда напряжение первой фазы наибольшее и положительное, т. е.
в интервале углов от — ч/3 до п/3 (перекрытием фаз пренебрегаем), ток 1„2 протекает в противоположном направлении и в те моменты, когда напряжение на первой фазе наибольшее по модулю, но отрицательное, т. е. в ин. тервале углов от 2л/3 до 4п/3 (рис. 6.28, в). Действующее значение тока фа. зы поэтому в 1'2 раз больше действующего значения тока вентиля: гл б! е! !2 = )1 2 1. = !а )/ 2 1)~ 3 = 0,815!а (6. 103) ж! что дает для аг значение )/6. Графики токов остальных фаз Рис. 6.26 построенные по этому же принципу' показаны на рис. 6.28, г, д.
Ток вторичных обмоток не содержит по стоянной составляющей, поэтому в схеме Ларионова нет вынужденного !20 подмагничивапия, а токи первичной обмотки повторяют по форме соответствующие им токи вторичной (рис. 6.28, е): 11рг Л12Ь (6.104) Действующее значение тока фазы первичной обмотки !гр — — гг!2 = 0,815л1,. (6.105) Постоянная выпрямленная э. д. с. схемы Ларионова, как уже было сказано, есть удвоенная выпрямленная э. д, с.
трехфазного выпрямителя: Ее=2 34Е1 (6.106) Следовательно, коэффициент аг равен !/2,34 0,427. Поскольку токи первичных и вторичных обмоток одинаковы по форме, вольт-амперы первичных и вторичных обмоток равны. Подсчет вольт-ампер трансформатора для схемы Ларионова дает УАар = З! Еа = 3 ' 0~81512 ' 0 427Ео = 1 05Ро (6 10?) что соответствует наилучшему из всех схем выпрямителей множителю вольт-ампер а,р = 1,05. Так как в схеме Ларионова есть удвоение напряжения, то обратное напряжение на вентиль получается относительно малым: Еоар и — — 1,05Еа, (6.108) Все эти показатели и привели к широкому применению схемы Ларионова.
Шестифазные схемы выпрямителей в сравнении со схемой Ларио. нова имеют одни лишь недостатки. Поэтому их применяют крайне редко. Показатели основной гпестифазной схемы звезда — звезда приведены для сравнения в табл. 6.2. й 6.9. Неуправляемые полупроводниковые выпрямительные диоды (вентили] 1 Самое широкое применение получили полупроводниковые диоды, которые помимо хороших выпрямительных свойств работшот без подогрева катода.
Их выпускают в различных конструктивных оформлениях. Помимо одиночных полупроводниковых диодов промышленность производит сборки из нескольких, в том числе н микросборки. Обычно в справочниках в данных полупроводниковых диодах приводят не мощность, рассеиваемую диодом, а максимально допустимый выпрямленный ток. Хотя температура диода, работающего в выпрямителе, определяется не постоянной составляющей, а действующим значением его тока, такая оценка очень удобна, так как в паспорте на. диод указывается 'непосредственно максимальное значение заданной для проектируемого выпрямителя величины выпрямленного тока, приходящегося на одну фазу 12/лг. Проектировщик должен соблюсти простое условие: 1о 21ах ) 12!гл.
(6.109) 12г Помимо максимального выпрямленного тока в справочные даши«в включают следующие характеристики: прямое падение напряжения максимально допустимую амплитуду обратного напряжения, обратны,",' ток прп максимальном обратном напряжении и предельной рабоче,", температуре и, наконец, диапазон рабочих температур. Максимально~ обратное напряжение определяют по возрастанию обратного тока диода. Из-за разброса прямых ветвей характеристик полупроводниковых диодов (области, заштрихованные на рис.
6.29, а) при параллельном их соединении, что увеличивает выпрямленный ток, необходимо после. довательно с каждым из диодов включать добавочный резистор 9 д (рис, 6.29, б). Без добавочных резисторов распределение общего тока между диодами будет неравнойвх аа мерным и при некотором на- ~/ пряжении (к', определяется ттак К ординатами /,„и 7 ы. Цтак Ьпа Гт1« аа Неравномерность распре- ,в,и Ф деления обратного напряжео ния в цепочке последователь- «« но включенных диодов при сика ~~ 1.1 обратном токе определяется яш аш а) абсциссами (ко„«и (l„ы.
Последовательное соединение Рис. 6.29 применяется для уменьшения обратного напряжения, испытываемого каждым из вентилей цепочки. Для равномерного распределения обратного напряжения в такой цепи необходимо к диодам подключать шунтирующие резисторы 1«т (рис. 6.29, в).
Ток, протекающий по шунтирующим резисторам при максимуме обратного напряжения, должен быть на порядок болыне обратного тока диода. Выравнивать обратные напряжения на вентилях можно и с помощью конденсаторов, включаемых параллельно диодам. Высокие обратные напряжения имеют выпрямительные столбы, представляющие собой оформленную в одном корпусе цепочку последовательно соединенных вентилей. Помимо столбов выпускаются и блоки, содержащие по две-три отдельные цепочки вентилей, что дает возможность соединять их в схеме различными способами. Вакуумные вентили в настоящее время находят применение лишь в выпрямителях, создающих выпрямленное напряжение порядка десятка киловольт при малом токе нагрузки. Эти маломощные кенотроны имеют прямой накал и хорошо изолированный вывод от анода.
5 6.10. Сглаживающие фильтры Для уменьшения переменной составляющей выпрямленного напряжения между выпрямителем и нагрузкой включают фильтр, пропускающий с малым ослаблением постоянную состав. лающую и с большим переменную составляющу1о. Е , 1ито Ео I Уо (6. 111) где Е „и У о — амплитуды Ьх гармоник. Этот коэффициент не зависит от формы подводимого к фильтру напряжения и может быть легко вычислен. Представим напряжение е и и рядами Фурье, т. е. как суммы постоянных составляющих и гармоник с частотами йы,: е= Е,+Е„, соь' (оо„1+ ср,)+ Ето сов (2ы„1+ ого)+..., (6.112) и = У, + У~, соз (оо„1+ ф„) + У, сов (2ао„(+ фо) +....
(6.! 13) Здесь оо, = тсв, — основная гармоника частоты пульсаций, равная частоте тока сети ы„умноженной на число фаз выпрямителя. Фильтр является линейной системой, и это позволяет вычислить отношение амплитуд Е„* и У, для одной отдельно взятой й-й гармо. ники. 1«ак уже было сказано, радиоустройства потребляют от не~очипка питания не только постоянный, но и быстромеияющийся ток.
Чтобы фильтр не являлся «пробкойь для переменной составляющей тока нагрузки, его выход шунтируется конденсатором, емкость которого настолько велика, что максимально возможный переменный ток нагрузки создает на выходе фильтра напряжение, сравнимое по своей величине с пульсациями. Простейший фильтр состоит из двух пассивных элементов„вклюценных по Г-образной схеме.
Последовательный элемент обладает большим сопротивлением переменному току, а параллельный элемент (конденсатор) — малым. В качестве последовательного элемента (рис. 6.30) применяют дросселя и резисторы. В последнем случае в фильтре теряется большая мощность постоянного тока. Одним из важных показателей фильтра является коэффициент сглаживания пульсаций.
Он определяется как отношение коэффициентов пульсаций на входе и выходе фильтра: Ят 9= —,"'-1 — —, (6Д(О), где Е и (к' — амплитуды колебаний входного е и вы- а) д'/ ходного и напряжений; Рас. 6.30 Е, и У, — постоянные составляющие. При таком определении величина коэффициента сглажива11ия пульсаций зависит от формы пульсаций сглаживаемого напряжения. С его помощью можно определить полный коэффициент пульсаций на выходе фи.тьтра по известному полному коэффициенту пульсаций на входе.
Часто пользуются коэффициентом сглаживания пульсаций для каждой из гармоник сглаживаемого напряжения: Так, для схемы идеального (лишенного потерь) фильтра (рис. 6.30 н меем Ео =-(!о (6. 114) с! У а = (Е „!! !Ьо,У. + Ру(! + !йсо„СР) !) . Р! ! 1 + !Гам„СР ! = =Е „! 1+.!о>,Ы!Р— (йо>„)аЕС!. (6.116) Поскольку выходное сопротивление фильтра для любой из переменных составляющих должно быть меныие сопротивления нагрузки, емкость конденсатора фильтра следует выбирать по условию Ьо„СР)) 1, (6.116) а это позволяет пренебречь единицей в сумме 1 + !Ьо„СР, что в свою очередь дает Е„а У- =!1-(,>„)а!.С!. (6.!! 7) Отсюда с)а=Е «!И „~)г'о>аЕС вЂ” 1=(йы„уыо)э — 1.
(6,1!8) с!тобы сглаживание пульсаций было эффективным, резонансная частота фильтра о>о —— !/)г' ьС должна быть много меньше частоты первой гармоники пульсаций о>„= то>,. Это положение показывает, что все переменные составляющие напряжения, подводимого к фильтру, при хорошем сглаживании имеют частоты, много большие его резонансной частоты. По этой причине можно пренебречь омическим сопротивлением дросселя и проводимостью потерь конденсатора. Потери в контуре оказывают заметное влияние на его токи лишь при резонансе.
Сравнив точное' (6.115) и приближенное (6.118) выражения для напряжения пульсаций, можно заключить, что в приближенном выражении отсутствует член, определяющий затухание контура. Поэтому условие (6.!!6), на основе которого сделаны приближения, является условием малости потерь вносимых нагрузкой в контур, образующий ЕС-фильтр. В колебательной системе с малым затуханием наблюдаются интенсивные и довольно длительные переходные процессы, поэтому следует рассмотреть поведение ЕС-ф>сльтра при изменениях как Е„, так и Р, и при проектировании фильтра учитывать особенности переходного процесса, Для схемы РС-фильтра (рис.
6.30, б) постоянное напряжение на выходе уже не совпадает со входным постоянным напряжением: Уа=Е,Ру(Р+Р ). (6.119) Амплитуда Ьй гармоники выходного напряжения этого фильтра (г' а = '1Е „у! Р, -)- Р((1 + !йсо„СР) Д Р!! 1 + !й соаСР ! = = [Ру(Рф -)- Р)] Еаа!) у( +- [/гсо„СРР, у(Р, -)- РЦа, (6.120) 124 что для коэффициента сглахспванпя пульсаций дает с!а = ) '1+ (Ьа„СРРоу(Р, +Р)1а ЬоаСРР4)(Р+ Р,„). (6.12!) Р ( Р, (6.122) д! и! и! а! ас ас аг аг аа аг м м о( так и условшо хорошего сгла>кпвания первой гармоники Сс С4 пульсации: о>аСРо)) 1. (6.123) При малых Р и, следовательно, значительных токах нагрузки преимущества ЕС-фильтра очевидны.
Не все каскады радиоустройства одинаково чувствительны к пульсациям. Повышенной чувствительностью к пульсациям обладают каскады, в которых мал уровень сигнала. Но це всегда фильтр источника питания выгодно делать с коэффициентом сглаживания, удовлетворяюисим условию получения пульсаций, допустимых для самого чувствительного к ним каскада. Более выгодно применение многозвенных фссльтров (рис. 6.3!). Первым звеном фильтра Е>С> напряжение выпрямителя сглаживается до величины, приемлемой для потребителя !, потребляющего ток !ас, Второе звено фильтра — !.еСа сглаживает дополнительно напряжение и„и часть его выходного тока /оа забирается потребсителем 2.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
