ivanov-ciganov2 (558065), страница 33
Текст из файла (страница 33)
Е, легко получить е„= (Š— 1ог) (1 — е-'~') + Ете-'", (7.53) где е„— напряжение, большее действительного на 2 Е„,р, т = гС— постоянная времени; Ет — напряжение, оставшееся на конденсаторе от предыдущего полупериода, К концу процесса зарядки напряжение на конденсаторе станет равным Ео, величину которого можно определить из (7.53), подста- вив 1 = Т вЂ” 6. При разрядке конденсатора С, т. е. в интервале Т вЂ” В ~ Г( Т, напряжение на нем спадает по закону еоо = Ев — 1ог (1 — Т + В)/т. (7.54) К концу полупериода для двухфазной схемы оно станет равным Ет.
Решив совместно уравнение (7.53) при ! = Т вЂ” 6 и (7.54) прн 1= Т, получим соотношения, определяющие Ет и Ем а подставив их в (7.53) и (7.54), определим законы изменения выпрямленного напряжения е„и е„о. Из этих законов легко найти постоянную состав- ляющую выпрямленного напряжения: 1-т — в т я.— „'( ! ...(оо.р ! ...(оо~- о т-о в !+о — <т — вл = Š— 1ог ~1+ — + Во — 1. (7.55) ! Т 27т (! — е (т — в" ")1 Воспользовавшись соотношением 1, = Ео/1г„, можно несколько иначе записать равенство (?.55): Ео = Е/(1 + (г/Р„,) Р' (6/Т)), где Ро (6/Т) = 1+6/Т+16о1(2Тт)! (1-1-е-~т — оц)1(1 — е-<т — вц) (7.56) функция Р (В/Т); параметром которой является отношение Т/т (Рис.
7.17), при 6/Т( 0,5 не превышает 2,5. Поэтому при малых отношениях г/Я„(что практически всегда имеет место), для того чтобы оказать влияние на величину выпрямленного напряжения, требуется большое изменение параметра 6/Т. Эта особенность рассматриваемой схемы обусловливает весьма своеобразную форму регулировочной характеристики. Рассчитанная по соотношению (7.56) регулировочная характеристгка, представляющая собой зависимость Е,/Е от регули- Руемой величины 6/Т и параметра Т/~т (рис. 7.18), при небольших значениях 6/Т имеет очень малый наклон.
Важно еще и то, что вели- чина выпрямленного напряжения зависит от емкости конденсатора. Конденсатор с большой емкостью, разряжаясь постоянным током /, в течение интервала б; теряет меньшую часть своего заряда, чем конденсатор с малой емкостью, и спад напряжения на нем меньше. Это подтверждается двумя кривыми на рис. 7.18 для т/Т = 1 и т/Т=О,ОЗ. Так как при расчете регулировочной характеристики было принято г/Р„= 0,1, т. е. постоянной величине, то следует считать, что изменение постоянной времени зарядки т достигается только за счет изменения емкости конденсатора С.
вб Е п,в п,г дв од йх аг г/ь (7.57) Заканчивая вывод расчетных соотношений для схемы выпрямителя, найдем выходное сопротивление схемы. Поскольку выходное сопротивление определяет спадание выпрямленного напряжения с ростом тока нагрузки, то его легко определить из (7.55): й„„= Ю' (б/Т). Рис. 7.18 Определим теперь действующее значение тока вентиля. Ток вентиля отличен от нуля только в течение интервала 0 ~ 1( Т вЂ” б при периоде 2Т (см. рис. 7.16, в). Поэтому имеем т — в Отсюда мощность потерь в диоде Р, =Е„, /, (Т вЂ” б)/(2Т)+ г,/в. (7.58) Действующее аначение тока во вторичной обмотке трансформатора для мостовой схемы выпрямителя в )/2 раз больше, чем тока вентиля, ибо она пропускает через себя импульсы токов двух групп вентилей (см.
рис. 7.16, г), т. е. /в = /вг) (б/Т). Пульсации напряжения на выходном. конденсаторе выпрямителя определяются перепадом напряжения, который происходит во время его разрядки А„~ = (Ев — Ет)/(2Ео) = /агб/(2Еот) = д~р . (г'бв) р!," Кз полученного соотношения не следует, что выходное сопротив:)ление выпрямителя прямо пропорционально сопротивлению фазы г, ,:так как функция Р (8/Т) зависит от параметра т/Т, который в свою ;()чередь зависит от сопротивления фазы. При стремлении г к нулю (кыходное сопротивление стремится к пределу: е(„,„), =- 62/(2ТС), (7.61) что свидетельствует о его зависимости от величины емкости выходного конденсатора выпрямителя. Требуемая для выпрямители габаритная мощность трансформатора в нашем случае (для мостовой схемы) РА„-РА,=ХЕ,=ХО(2(Т)Е~/(Т вЂ” 2)(), (762) ,А, Е Р'(Т вЂ” 2)(Т вЂ” Ю,ра „,р, р, 2 А 'трансформатора. % У.З. Коммутационные процессы а выпрямителях напряжения прямоугольной формы Полученные ранее соотношения, определяющие токи .
и напряжения в схеме выпрямители при прямоугольной форме переменного напряжения, не учитывают инерционности полупроводнико,вых диодов и, следовательно, пригодны только тогда, когда постоян2ная времени выпрямительных диодов меньше времени смены поляр':,нпсти (длительности фронта) выпрямленного напряжения. :;-:. ' Современные малоинерционные полупроводниковые диоды имеют ':1к)стоянную времени порядка 1 мкс. Если принять длительность фронта :.'переменного напряжения равной 5% от длительности периода, то :.получим граничную (для учета инерционности) частоту около 10 крц. ':;Обычные выпрямительные диоды имеют постоянную времени, равную :-нескольким десяткам микросекунд.
Поэтому в схемах с такими диодами .зари частотах выпрямляемого напряжения даже в несколько килогерц веобходнмо учитывать инерционность диодов при переключении, т. е. :процессы коммутации. При подаче прямого напряжения на полупроводниковый диод его )ток приобретает, установившееся значение 1ер не сразу, а спустя не''которое время, необходимое для изменения концентрации неосновных : ч)осителей заряда в базовой области диода. Аналогичная картина получается и при подаче обратного напря:жения, когда ток диода становится малым лишь после рассасывания '.заРяда неосновных носителей из базовой области. В течение процесса :,рассасывания диод обладает хорошей электропроводностью и через ',него протекает заметный обратный ток. Кратковременные, но большие обратные токи увеличивают мощ:::ность потерь в диодах.
Помимо этого, обратные токи запирающихся ",::«)иодов приводят к повышению напряжения пульсации выпрямителя "и.::снижению выпрямленного напряжения. . Модель полупроводникового диода, в которой учтены его инер',рционность и нелинейность (рис. 7.19, и), содержит два сопротивления Рис. 7дз и емкость (рис. 7.19, б). Емкость диода (диффузионная и барьерная) зависит от напряжения на п-р-переходе, т. е. является нелинейной емкостью. Сопротивление р-и-перехода г„также является нелинейным.
Зависимость протекающего по нему тока от напряжения на р-и-переходе У хорошо аппроксимируется следующим выражением: 1, (си~и. )) (7.63) где 1,эр — обратный ток перехода; (4 — масштабный коэффициент. Сопротивление толщины базовой области диода гы как и г„, нелинейно. Эффективная толщина базы меняется с изменением тока диода. Сопротивления г„ и гз в данной модели обусловливают статическую характеристику диода. В динамике из-за шунтирующей р-и-переход емкости С падение напряжения на диоде сильно отличается от стати- ческого, так же как и омический (г/ с ток р-и-перехода 1 отличаегся от л К А тока диода.
о — (~( — о Недостатком данной модели 1д г э является ее сложность. ДиффеА ренциальные уравнения, описыд) вающие изменения тока диода в такой модели, решаются только численно. Поэтому расчеты коммутационных процессов, протекающих в полупроводниковых диодах, проводят только на вычислительных машинах. В приводимых расчетах используется решение, найденное в такой модели при налом~ения весьма жестких ограничений, а именно, ток диода спадает во времени по линейному закону.
Знание закона изменения тока диода позволяет обойти ряд трудностей, возникающих при решении. До анализа коммутационных процессов в выпрямителе посмотрим, как будет меняться ток диода в данной модели при его запирании и отпирании. Пусть через диод пропускается ток формы, показанной на рис. 7.20, б. Такой ток можно получить в'схеме рис. 7.20, а при включении ключа в позицию 1 в момент 1 = 0 и переброс в позицию 2 в момент 1= 1,. В первый момент после включения напряжение на диоде должно возрасти скачком на величину 1„ргз, а затем по мере зарядки плавно увеличиться до (1„р (штриховая линия а — б на рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
