ivanov-ciganov2 (558065), страница 26
Текст из файла (страница 26)
(6.105) Постоянная выпрямленная э. д. с. схемы Ларионова, как уже было сказано, есть удвоенная выпрямленная э. д, с. трехфазного выпрямителя: Е =2,34Ем (6.106) Следовательно, коэффициент аа равен 1/2,34 = 0,427. Поскольку токи первичных и вторичных обмоток одинаковы по форме, вольт-амперы первичных и вторичных обмоток равны. Подсчет вбльт-ампер трансформатора для схемы Ларионова дает Р'Атр=31,Е,=З 0 8!51е'0427Ео=! 05Рм (6.107) что соответствует наилучшему из всех схем выпрямителей множителю вольт-ампер а,р — — 1,05.
Так как в схеме Ларионова есть удвоение напряжения, то обратное напряжение на вентиль получается относительно малым: Еобр т —— 1;05Е,г (6.108) Все эти показатели и привели к широкому применению схемы Ларионова. , Шестифазные схемы выпрямителей в сравнении со схемой Ларионова имеют одни лишь недостатки. Поэтому их применяют крайне редко. Показатели основной шестифазной схемы звезда — звезда приведены для сравнения в табл. 6.2. й ЬЯ. Неуправляемые полупроводниковые выпрямительные диоды (вентили) Самое широкое применение получили полупроводниковые диоды, которые помимо хороших выпрямительных свойств работают без подогрева катода. Их выпускают в различных конструк'тивных оформлениях. Помимо одиночных полупроводниковых диодов промышленность производит сборки из нескольких, в том числе и микросборки.
Обычно в справочниках в данных полупроводниковых диодах приводят не мощность, рассеиваемую диодом, а максимально допустимый выпрямленный ток. Хотя температура диода, работающего в выпрямителе, определяется не постоянной составляющей, а действующим значением его тока, такая оценка очень удобна, так как в паспорте на диод. указывается непосредственно максимальное значение заданной для проектируемого выпрямителя величины выпрямленного тока, пРиходящегося на одну фазу 1,/пг.
,, Проектировщик должен соблюсти простое условие; 1о ~пах ~ 1о1ш, Помимо максимального выпрямленного тока в справочные данные включают следующие характеристики: прямое падение напряжения, максимально допустимую амплитуду обратного напряжения, обратный ток при максимальном обратном напряжении и предельной рабочей температуре и, наконец, диапазон рабочих температур. Максимальное обратное напряжение определяют по возрастанию обратного тока диода.
Из-за разброса прямых ветвей характеристик полупроводниковых диодов (области, заштрихованные'на рис. 6.29„ а) при параллельном их соединении, что увеличивает выпрямленный ток, необходимо последовательно с каждым из диодов включать добавочный резистор Уг, (рис.
6.29, б). Без добавочных резисторов распределение общего тока между диодами будет неравно- Е,мА аа мерным и при некотором на- пряжении (У, определяется Ула ординатами /,„,„и / а„. Па ах ~гп!и Ути Рд Неравномерность распре- Щ 0 деления обратного напряжения в цепочке последовательно включенных диодов при обратном токе определяется аУ абсциссами (Утаи и (Уим По. следовательное соединение Р .
З.вв применяется для уменьшения обратного напряжения, испытываемого каждым из вентилей цепочки. Для равномерного распределения обратного напряжения в такой цепи необходимо к диодам подключать шунтирующие резисторы Я (рис. 6.29, в). Ток, про. текающий по шунтирующим резисторам при максимуме обратного напряжения, должен быть на порядок больше обратного тока диода. Выравнивать обратные напряжения на вентилях можно и с помощью конденсаторов, включаемых параллельно диодам. Высокие обратные напряжения имеют выпрямительные столбы, представляющие собой оформленную в одном корпусе цепочку последовательно соединенных вентилей. Помимо столбов выпускаются и блоки, содержащие по две-три отдельные цепочки вентилей, что дает возможность соединять' их в схеме различными способами.
Вакуумные вентили в настоящее время находят применение лишь в выпрямителях, создающих выпрямленное напряжение порядка десятка киловольт прн малом токе нагрузки. Эти маломощные кенотроны имеют прямой накал и хорошо изолированный вывод от анода. $ 6.10. Сглаживающие фильтры Для уменьшения переменной составляющей выпрямленного напряжения между выпрямителем и нагрузкой включают фильтр, пропускающий с малым ослаблением постоянную составляющую и с большим переменную составляющую. Рис. 6.30 (6,111) где Е„» и У» — амплитуды й-х гармоник. Этот коэффициент не зависит от формы подводимого к фильтру напряжения и может быть легко вычислен. Представим напряжение е и и рядами Фурье, т. е. как суммы постоянных составляющих и гармоник с частотами йь„: е = Е, + Е„, соз (з»„1+ «р»)+ Е„, соз (2«»„1+ щ»)+..., (6.112) и=У«+У„,соз(з»„1+»р»)+0»сох(2«»„1-(-~4+....
(6.113) Здесь ы„= тэ», — основная гармоника частоты пульсаций, равная частоте тока сети «з„умноженной на число фаз выпрямителя. Фильтр является линейной системой, и это позволяет вычислить 1»гношение амплитуд Е» и 0„» для одной отдельно взятой А-й гармо,ники. Как уже было сказано, радирустРоиства потребляют от источника питания не только постоянный, но и быстроменяющийся ток. Чтобы ,рильтр не являлся «пробкой» для переменной составляющей тока нагрузки, его выход шунтируется коцденсатором, емкость которого и~столько велика, что максимально возможный переменный ток нарузки создает на выходе фильтра напряжение, сравнимое по своей величине с пульсациями.
Простейший фильтр состоит из двух пассивных элементов, включенных по Г-образной схеме. Последовательный элемент обладаег большим сопротивлением переменному току, а параллельный элемент (конденсатор) — малым. В качестве последовательного элемента (рис. 6.30) применяют дроссели и резисторы. В последнем случае в фильтре теряется большая мощность постоянного тока. Одним из важных показателей фильтра является коэффициент сглаживания пульсаций. Он определяется как отношение коэффициентов пульсаций на входе и выходе фильтра: л а==У вЂ”, (6.ПО) да ыо с с л.
где Е и (I — амплитуды колебаний входного е и вы- а) д) ходного и напряжений; Е и У, — постоянные составляющие. При таком определении величина коэффициента сглаживания пульсаций зависит от формы пульсаций сглаживаемого напряжения. С его помощью можно определить полный коэффициент пульсаций на выходе фильтра по известному полному коэффициенту пульсаций на входе.
Часто пользуются коэффициентом сглаживания пульсаций для каждой нз гармоник сглаживаемого напряжения: Так, для схемы идеального (лишенного потерь) фильтра (рис. 6.30,а) имеем (6.114) и и„,=(Е.„7~(йы„Ь+К7(1 +)й „СЕ) ~~. К7~1+)йы„СК ~- = Е д71 1+ (ы„йЬ7К вЂ” (йы„7ЬС !. (6.115) Поскольку выходное сопротивление фильтра для любой из переменных составляющих должно быть меньше сопротивления нагрузки, емкость конденсатора фильтра следует выбирать по условию Ьз„С)г =ь 1, (6.116) а это позволяет пренебречь единицей в сумме '1 + 1йыьСА', что в свою очередь даетэ Е„,ь Ьг, =„, (6. 117) Отсюда Ч„=Е„,7и =Лзы1ЬС вЂ” 1=(7 „Д;) — 1. (6.116) Чтобы сглаживание пульсаций было эффективным, резонансная частота фильтра ы, =- 1Д'"ЬС должна быть много меньше частоты первой гармоники пульсаций ы„= гам,.
Это положение показывает, что все переменные составляющие напряжения, подводимого к фильтру, при хорошем сглаживании имеют частоты, много большие его резонансной частоты. По этой причине можно пренебречь омнческим сопротивлением дросселя и проводимостью потерь конденсатора. Потери в контуре оказывают заметное влияние на его токи лишь прн резонансе. Сравнив точное (6.115) н приближенное (6.118) выражения для напряжения пульсаций, можно заключить, что в приближенном выражении отсутствует член, определяющий затухание контура. Поэтому условие (6.116), на основе которого сделаны приближения, является условием малости потерь вносимых нагрузкой в контур, образующий ЬС-фильтр.
В колебательной системе с малым затуханием наблюдаются интенсивные и довольно длительные переходные процессы, поэтому следует рассмотреть поведение ЬС-фильтра при изменениях как Е„так и )т„ и при проектировании фильтра учитыватв особенности переходного процесса. Лля схемы КС-фильтра (рис. 6.30,.б) постоянное напряжение на выходе уже не совпадает со входным постоянным напряжением: ив = Е,Е7(я+ К,). (6.119)' Амплитуда й-й гармоники выходного напряжения этого фильтра.
и,-(Е„,7~К,+Ц(1+~Ы СКДЦ(1+РЫ„СЕ~= =Я((Р. -)-Ц~Е Д/1-)-(йв„СКЯ У(Е,-(-Я)~з, (6Л20) э~о для коэффициента сглаживания пульсаций дает 1+(йгз„Сйй~!(йв+ й))' йы„Сйй ((й+ Я ). (6.121) В данном случае пренебречь потерями в конденсаторе можно, отому что сопротивление нагрузки всегда много меньше сопротивления потерь конденсатора. Сравнение схем и коэффициентов сглаживания ЕС- и КС-фильтров показывает, что в последнем при фильтрации теряется заметная часть мощности выпрямленного тока. Однако он выполняется из более простых, стандартных радиодеталей. Поэтому тгС-фильтр применяют в схемах, работающих на нагрузку, эквивалентную большому сопротивлению Я. Для приемлемого по габаритам и емкости кОнденсатора С удается подобрать сопротивление резистора )гф, удовлетворяющее как условию малых потерь мощности йф ~ )г, (6.122) д (в и,г,„ имУ Ц с, твк в условию хорошего сглаживания первой гармоники са ий: пуль ц ь„Сйф~ 1.
(6.123) При малых )г и, следовательно, значительных токах нагрузки преимущества 1.С-фильтра очевидны. Не все каскады радиоустройства одинаково чувствительны к пульсациям. Повышенной чувствительностью к пульсациям обладают каскады, в которых мал уровень сигнала. Но не всегда фильтр источника питания выгодно делать с коэффициентом сглаживания, удовлетворяющим условию получения пульсаций, допустимых для самого чувствительного к ним каскада.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
