Изъюров Г.И. - Расчет электронных схем (1266568), страница 16
Текст из файла (страница 16)
Действие блокируюсцей емкости несколько иное — в области низших частот она перестает шунтировать резистор К, (В„) и коэффициент усиления каскада уменьшается за счет действия отрицательной обратной связи. Для того чтобы количественно оценить уменьшение усиления, вводят понятие коэффициента частотных искажений Ин = Косэ7ки н. (3.4) который показывает, во сколько раз коэффициент усиления в области средних частот (Ко,„) больше коэффициента усиления в области низших частот (Кон„).
Так как в обласп! низших частот коэффициент усиления является комплексной величиной, то под Ком понимают его модуль. Коэффициент частотных иска- жений выражают в децибелах (дБ)! Ин = г018(К„.!Ко„.). е, ~2 Ин= 1+ /, где — = + + —, 2! Сэтн э тэээнн тн! тн2 'См В случае многокаскадного усилителя определяют сумму обратных значений эквивалентных постоянных времени: (3.6) э=! Нижнюю граничную частоту с-го каскада сон! по уровню 0,707 оценивают по формуле со„! = 172 (3.7) Юс и Частотные нскажеэшя за счег емкости С, можно определить по формуле у Рис. 3.2 1,оэт„! 1 ' где с„, = С, (В, + Вн).
Частотные искажения за счет емкостей С2 н С, Вэ г опрелелим также по формуле (З..ээ, введя величины Е снес гс 2.2 = С2 (К. + Вн !! 2.*) ээ "и С2(э н+ э н) тнэ ° 21 с' + ~с + !6~1 Рис. 3.8 1+ В,/ Для эквивалентной схемы каскада на полевых транзисторах (рис. 3.8) частотные искажения также будем определять по формуле (3.5), причем сн! —— С2(й„+ К,), тнх= С2(К,!!г,+ Я„) нн коС2(К +В.) т =СЯн,=Си% Фактически каждая постоянная времени представляет собой произведение соответствующей емкости на результирующее сопропсвление цепи ее перезаряда. Суммарные искажения на низких частотах подсчитывают с достаточной точностью по формуле М = ~/1 + (вгт )г !3.10) гле е где тн определяется по формуле (3.6).
Если задан общий коэффициент частотных искажений М„ на весь усилнтелгн то зту величину следует распределить между отдельными искажающими в области низших частот цепями и затем определить необходимые зггачения емкостей. Например, переходную емкосп Сг в схеме рис, 33 можно вычислить по формуле 1 С 2 ).(К+К )~Мг где )„' — нижняя граничная частота усилителя; Мн, — доля частотных искажений, приходящаяся на данную емкость, причем (3.8) Аналогичные формулы легко получаются и для всех остальных емкостей, приведенных на рис. 3.7 и 3.8. 8 ЗЗ.
ХАРАКТЕРИСТИКИ В ОБЛАСТИ ВЫСШИХ ЧАСТОТ Эквивалентные схемы каскадов в области вьюших частот показаны на рис. 3.9 и 3.10. С повышением частоты уменьшается коэффициент !3, увеличиваются шунтирующее действие емкости коллекторного перехода С емкости нагрузки С межзлектродных емкостей полевого транзистора Сьн С„и С, Все зто приводит к уменьшению усиления в области высших частот. Количественно уменьшение коэффициента усиления по сравнению со средними частотами оценивают с помощью коэффициента частотных иска- жений Мн КинчНин (39) 1 1 "н"Гн 1 ! ! ! е, е, рис зло Рнс.
З.У !03 Для многокаскадного усилителя агн.= 1/т„, ! ! ! ! Гн ! ! ! ! где Ки — модуль коэффициента усиления в области высших частот. Коэффициент частотных искажений в области высших частот для каскада на биполярном тран- зисторе тн = + СнКн1 Кн те = тв+ Сн(Кн) Кн)(1 ! ~)' + 76()е те — постоянная времени установления коэффициента передачи тока базы, входящая в комплексный параметр (3= Р— 1 + )егтв Для каскада на полевых транзисторах (рнс. 3.10) частотные искажения также определяются по формуле (3.10), где т.=)/т' +тг т =(К,)К,)С,„, т (К,)К„)(сн+С ), С =С +С (1+о(К,1К„)).
Верхняя гранич!в!я частота г-го каскада ег„по уровню 0,707 оценивается по известной формуле ы„ж 17т,н (3.11) Для многокаскадного усилителя, построенного из 1и' ццентичных каскадов, пь = «г„/)/Ж. (3.12) В настоящее время широкое распространение получили многокаскадные усилители на интегральных микросхемах. Усилитель в вице микросхемы каскадируется с аналогичным усилителем с помощью реостатно-емкостных связей или непосредственно.
В первом случае многокаскадный усилитель можно рассматривать как рассмотренный усилитель с реостат- но-емкостными связями. Нижняя граничная частота такого усилителя определяется номиналами переходных емкостей, а верхняя граничная частота — частотными свойствами самой микросхемы. Как пример рассмотрим высокостабильный уси- Рг Рис. 3.11 литель, построенный на основе микросхемы 140УД6 (рис.
3.11). Это микросхема операционного усилителя, для которого в справочниках приводятся значения К = 2 МОм, К = 100 Ом, Я.= 1 МГц. Как будет показано в дальнейшем, каждый «каскад» такого многокаскадного усилителя в области средних частот обладает весьма стабильным коэффициентом усиления Кс = 10 за счет включения резисторов Кз — Кз. Кз — К«К« Кэ. Для обласп! !цокних частот можно внести четыре постоянные времени: т ! = С! (Кг + 1 !) Рн2 Сз(К ь*+ Я4) Сзй« т«, — — Сз(йьи+ йт) = Сэйл тн« = С»(йвью .1- 1(м).
Весьма высокое входное сопропювление каждой микросхемы в этих формулах не учитывается. В области высших частот усиление ограничивается частотными свойствами микросхем, которые характеризуются частотой единичного усиления 7' Операционньш усилитель 140УД6 имеет внутреннюю частотную коррекцию. Это значит, что его АЧХ без обратной связи имеет наклон — 20 дБ/дек. Поэтому, зная величины7; и Кс, можно построить АЧХ для ОУ с обратной связью (рис. 3.12).
При этом частота 7;! = 100 кГц. Используя формулу (3.12), находим для усилителя, состоящего из трех идентичных каскадов, ~; =~;!/)/3 =58 кГц. "и РР РР 33 РР 3РР 13 13 Справочных данных на микросхему оказывается вполне достаточно, чтобы рассчитать многокаскалный ус!иитель с реостатно-емкостными связями, созданный на основе этой микросхемы. 1Р гчг« РРРР! РЩРI Р«с.
3.13 ПРИМЕРЫ И ЗАДАЧИ 3.1. В предварительном усилителе, схема которого изображена на рис. 3.13, определить номиналы переходных н блокирующих конденсаторов, а также необходимый тнп активных элементов для обеспечения нижней граничной частоты ~„= = 100 Гц и верхней граничной частоты 7; = 500 кГц. Подсчитать коэффициент усиления в области средних частот. Решение На блокирующие конденсаторы вьгделена большая часп, частотных искажений, так как цепи их заряда более низкоомны по сравнению с цепями перезаряда переходных конденсаторов. 2. Для обеспечения сравнительно высокой верхней граничной частоты выберем высокочастотный транзистор ГТ305А. Методом последовательных приближений, воспользовавшись справочными выходными характерист!шами этого транзистора, определим режим по постоянному току транзисторов Т, и Т, на рис.
3.13. Для Р = — 10 В получаем (! = 6 В, Тэ = 5 мА, 1к = 200 мкА. В таком режиме транзистор ГТ305А имеет следующие параметры: )3=25, 7;=140 МГп. С„=7 пФ, ге= = 70 Ом, г„= 200 кОм. 3. Определяем номиналы переходных конденсаторов С„ С иС. Для этого сначала определим величины К.,! = й.,! = ге + гэ (1 + Р) = а+ — (1 + Р) = 1э = 70+ — (1 + 25) = 200 Ом, 25 5 Г,=-КР где 1э = 5 мА — режимный ток эмиттера транзисторов Т, и Т,; !Р, = 25 м — температурньш потенциал при температуре окружающей среды 20'С.
Сопротивлениями базовых делителей можно пренебречь, ж д Рис. 3.13 !03 1. Из условия задачи вытекает, что М„= 1,41 на частоте 7'= 100 Гц. Распределим низкочастотные искажения между тремя переходными и двумя блокирующими конденсаторами следующим образом: М,с, = М ! = Мгьз = 1,02; М„, = М,м = = 1,15; при этом гМ зМ,„зМ,М ! = 1,41. так как Кб = Кх ) Кз Кз ) Ка ж' Квм = Квхь Согласно формуле (3.8), 1 С,— ы5(Ф+Ыо)бм,-! ъ11 ° 10 б ф=11мкФ, 2 ° 3, 14 ° 100 (500 + 200) 1Г 15022 — 1 1 С2— 2 5(х„,эв.„)3м*„,-! 1 Ге7.10 Ф= 7 мкФ, — б 2.
ЗМ. ОЮ(1000+ 202) !01' — 1 1 С, 2 5„(в.,+вд'м'.,-! 1 4 10-б Ф 4 мкФ 2 Э.М 100(1000 1ФФ)))1,02 4. Определяем номиналы блокирубощнх конденсаторов С„ и С,2. Для этого сначала находим Кв „вновь пренебрегая влиянием резисторов базовых делителей и считая р, = р) Квых.э) =)'01+ =5+ =27 Ом, К„+ Гы 500+ 70 1+ (32 1+ 25 К„) + Гбт !000+ 70 Квых.32= аж+ = 5+ =46 ОМ.
+ Р2 + 25 Согласно формуле (3.8), имеем 1 С„= 2 50 ...)(м',:! !и 10 Ф-100 Ф, 2 3,1 ° 100 23 1,15' — ! 1 С02 2 50 „)мЬ вЂ” 1 62.10 Ф-62 Ф. 2.3,М !ОО Ы 1.15' — 1 На практике следует для Сь Сз, Сз, С„и С,2 выбирать ближайший стандартный номинал. 5. Проверяем правильность выбора типа транзистора с точки зрения обеспечения заданной верхней граничной частоты. Имеем 1+ 8 1+25 2к~' 2 314.140 !0б Для первого каскада тм = тб2 + С ) (! + Р2)(Кы )) К 2) = 1 ° 0,2 = 30+ 7 (1 + 25) ° ' 60 нс, 1+ 0,2 — 0,0087, Г,) + Гб) + К, 5 + 70+ 500 60 1+ ум~) 1+ 0,0087. 25 уб! т2 Для второго каскада, аналогично, твз = тбх+ С02 (! + Р2) (К«2 ) Кв)- 1-1 = 41+ 7(1-)-25) ж130 нс, 1+1 5 5 + 70+ 1000 0,00465, 130 1 + 0,00465 ° 25 ) э2 убг Гэз + Гб2 + Кх) 202 т,2 = ! + уб2Р2 т.
е. выбранный тип транзисторов обеспечивает заданное значение 7;, 6. Находим коэффициент усиления в области средних частот: Р2 (Кх) l/ К 2) Рз (Кхз ! Кв) К,+К ) Квх2 25 25.— 1 ° 0,2 1 ° 1 1+02 1+1 0,5+0,2 ' 0,2 Итак, искажения в области высших частот определяются в ОСНОВИОМ ВтсрЫМ КаСКадОМ, таК КаК 2,2 ~ тв). ОтСЮда 1 1 2кт,2 2 ° 3,14 ° 116- 10 в 3.2.
Рассчитать широкополосный усилитель на основе каскадного соединения однотипных усилительных микросхем К224УС1 по слелующим данным: К„= 1 кОм, Ки — — 1О, /; > 40 МГц, /„( 500 кГц. Предполагается, что усилитель работает от низкоомного источника сигнала. Решение 1. Из справочных данных микросхемы К224УС1, принципиальная схема которой и типовое включение показаны на рис. 3.14 и 3.15, имеем Еы = 5,4+12,0 В, Ем = 3 В, 5 = 25 мА/В, К > 150 Ом, /'„=0,15 МГп, в 3 3 /;=110 МГц. 2. Подсчятаем коэффициент ения Ки — — 8К», который -1 ! усик ! ! ! ! ! ! ! ив» с' ! ,! ! ! ! +6и в ! 3» 3 Рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
