Куприянов А.И., Сахаров А.В. Радиоэлектронные системы в информационном конфликте (2003) (1186258), страница 54
Текст из файла (страница 54)
И чем короче длительность излучения каждой дискретной частоты, тем лучше скрытность сигнала, ио тем меньше возможности по его когерентному накоплению (сжатию). Практически считается, что сжатие сигнала с ППРЧ возможно только в пределах времени передачи одной частоты. Сокращение времени когереитиой обработки приходится компенсировать увеличением мощности сигнала, что непременно снижает показатели энергетической скрытности. Тем ие менее, техническая простота генерации сигналов со скачками частоты и возможность полу- 352 Глава ! 4. Радиоиезаметиость широкополосных сигиалоа чения значительного расширения спектра обеспечивают таким сиг начам большую популярность.
Для дальнейшего улучшения скрытности и других показателей ралиосистем с ППРЧ применяют расширение спектра или полосы внутри кажлой дискретной частотной посылки. Так, лля расширения полосы сигналов РЛС с ППРЧ применяют внутриимпульсную Л Ч М модуляцию. Расширение спектра может быть получено за счет дискретной фазовой модуляции сигналов, перестраиваеыых по частоте, т.е. за счет применения сигналов с дискретной частотно-фазовой модуляцией. 14.6. Сигналы с частотно-фазовой манипуляцией Сигналы, полученные в результате манипуляции несуцгей одновременно по частоте и фазе (ЧФМ сигналы), могут рассматриваться как результат дальнейшего развития ФМ и ППРЧ сигналов.
Но в отличие от ППРЧ у этих сигналов при смене частоты фаза меняется непрерывно. Интерес к ЧФД сигналам объясняется несколькими причинами. Основные из них: возможность построения больших ансамблей ортогональных сигналов с повышенной структурной скрытностью, относительная простота получения больших значений базы сигнала, возможность перекрыть большие диапазоны частот при наличии синтезаторов сигнала, работаюших на сравнительно низких тактовых частотах, возможность раздельного выбора законов модуляции фазы и частоты для построения сигналов с заданными корреляционными свойствами. В качестве примера можно рассмотреть построение ЧФМ сигнала, период которого включает 1.
радиоимпульсов длительностью ти, с относительных частотным смешением каждого такого импульса на величину й2)У'и внутриимпульсной фазовой манипуляцией по закону двоичной последовательности. Возможны три вида модуляции двоичной последовательностью: каждый частотный элемент включает период одной и той же фазовой последовательности; каждый частотный элемент включает разные фазовые последовательности; частотная составляющая включает сегмент фазовой последовательности. Комплексная огибающая ЧФМ сигнала может быть представлена в виде г м 5(г) =,"> ~~> а,'.д[г — (й — 1)в — М(1 — 1)т3ехр(у(М, — Л'„)ига! г-т (х — 1Я -У„(ю' — 1)).
(14. 33) Структурная схема синтезатора ЧФМ сигнала изображена на рис. 14.1!. 353 14.6. Сигналы с частотно-фазоаой ианинуляиией Рлс. !4. Ц. Сннлгезалгор ЧФМ Длительность, ширина спектра и база сигнала с ЧФМ могут быль определены следуюшим образом: Т = МТ.т„; (14.32) (14.33) Р = — ~1 - В'((. -1)) . 1 ти (14.34) В= 2ГТ= 2МЦ!ч-В'(т'.-1)] где В'= г)гти. Частными случаями сигнала являются дискретно-частотно-модулированный (ДЧМ) сигнал при М=1 и ФМ сигнал при 2.=1. При заданной ти, определяемой быстродействием цифровых синтезаторов кода, увеличение базы ЧФМ сигнала легко может быть достигнуто как за счет увеличения длительности сигнала (как лля ФМ сигнала), так и за счет увеличения его полосы (как для ДЧМ сигнала).
Это обеспечивает возможность построения ансамблей ЧФМ сигналов с большим значением базы, получение которых при ФМ и ДЧМ сигналах может представлять технические трудности. Анализ сигнальной функции, опрелеляюшей большинство свойств ЧФМ сигналов, достаточно сложен.
Еше сложнее обратная задача— подбор модулируюших числовых последовательностей яг(г) и я„(г) под заданные характеристики ЧФМ сигнала, которыми обычно являются ширина главного лепестка и уровни боковых выбросов сигнальной функции (16), [26). Аналитически значения лля выбросов функции неопределенности могут быть получены только в дискретных узловых точках: р =, — 1; у = —: — Мрт; и т) = — ! ',Мт) ~т„, ~ЛФ)! (14. 35) В этих точках можно порознь подбирать расширяюшие числовые последовательности е,(г) и В„(г) для молуляцни частоты и фазы ЧФМ сигнала. Г.ЫИ 15 СНИЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ЗАМЕТНОСТИ 15.1.
Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей формы объекта Заметность объектов для срелств ралиолокационной разведки принято оценивать величиной эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) [7): 1~~м 1~(П ()) мс сог а)х И, 77, где ~ е 10; Ц вЂ” коэффициент деполяризации рассеянного целью поля; Р,„„— мощность отраженного радиолокационной целью сигнала; П, — плотность потока мощности радиолокационного сигнала в окрестности точки расположения цели; 0(а, ))) — значение диаграммы обратного рассеяния (ДОР) цели в направлении на радиолокатор. Физически ЭПР представляет собой размерный коэффициент пропорциональности между мощностью отраженного радиолокационной целью сигнала и плотностью потока мощности электромагнитного поля, созданного антенной радиолокатора в окрестности точки расположения цели.
Очевидно, что оа имеет РазмеРность мз и зависит от фоРмы, размеров и электрических свойств материала поверхности цели. Объекты радиолокационной разведки — ралиолокационные цели — имеют весьма сложную форму и рассеивают электромагнитные волны не изотропно. Значения ЭПР для каждого конкретного направления (а, б) могут сильно различаться. Поэтому обычно ЭПР представляют в виде произведения (15.2) где ое „...„— максимальная ЭПР, а 0(а, ()) — диаграмма обратного рассеяния радиолокационной цели, / 15. ! Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающей форчы объекта 355 Решить электродннамнческую залачу рассеяния электромагнитного поля для реальных тел очень трулно. Но такая задача решается для многих тел несложной формы.
Некоторые результаты решений представлены в табл. 15.1, гле указаны значения ЭПР простейших поверхностей, нз которых формируются сложные поверхности летательных аппаратов н лругнх технических объектов. Таблица ! 5.1 Форма цели Вид цели ЭПР цели 2лл . 1 . 2лЬ . — 5!па !йп — — 51п!3 ~ Плоский лист 2лЬ . — ып)3 2ла Л 51П (Х Диск ° г а...„= пр,рз о' ог„а, — -12Л вЂ”, Металлический шар г»2Л г(<2 Л Выпуклая поверхность с радиусами кривизны р,ир, Уголкювый отражатель с прямо- угольными гранями о„= лг Л5 а а, =144— а, =а,,„=а, 4л 2 4 ! а — гйп61 аа =,' 4 со5 В Л вЂ” г5!ПО Л 356 Продолжение таблицы 15.1 о„„„= ~Ьг,~2 Ь,— Ь, — ~Ь',) 9 в, Конус (вдоль оси) «!Овин я«г «а и 4нгг!г «те = Х г1 оо,и„= 12я —, гв 4 оввы» га 00 16 я Конус- цилиндр сов — - — — сов Как вилис из табл.
15.1, плоские поверхности имеют большую ЭПР только при направлениях облучения, близких к нормали. По всем другим направлениям ЭПР плоских поверхностей гораздо меньше. То же Бикониче- ский отражатель Поверх- ность оживальиой формы Конус со сфсрическим основанием Глава 15. Снижение радиолокационной заметности 4к! . з1п — -яп 6 з! Е !с гйп 8 5 и, = 1,б3вг' ~— 2яг 1< — «1,5 4язг пв х ~2 !5.1 Снижение ЭПР за счет выбора малоотражающеи формы объекта 357 справедливо и для цилиндрических поверхностей, если они облучаются с направления нормальни к образующей. Малоотражаюшими формами являются клин и конус при облучении со стороны вершины. При одинаковых размерах наибольшими значениями ЭПР облалают трехгранные уголковые отражатели с углом при вершине 90'.
Из-за того, что реальные рассеивающие обьекты имеют сложную форму, в точке приема наблюлается интерференнионная картина парпиальных сигналов. отраженных от различных частей, разными элементарными отражателями. Сравнение величины ЭПР различных элементарных отражателей, имеющих примерно равные значения плошадей проекпий на плоскость, нормальную направлению наблюдения, показывает, что их ЭПР может отличаться на 30...40 дБ, а ширина главного лепестка ДОР изменяться в большом лиапазоне. Поэтому ЭПР реальных сложных обьектов сузцесгвенно зависит от формы их наружной поверхности, образованной набором элементарных отражателей.
Зависимость ЭПР от габаритных размеров выражена гораздо слабее. Кроме того. большое влияние на ЭПР оказывает угловое расположение элементарных отражателей и направление облучения. Так. при облучении лиска под углом !0' к нормали, его ЭПР на 28 дБ меньше ЭПР трехгранного отражателя, а при нормальном падении волны на диск его ЭПР на 3 дБ больше, чем у того же уголкового отражателя. ДОР отдельных элементов поверхности объекта существенным образом влияет на формирование результирующей ДОР. Например, если в образовании суммарного отраженного сигнала участвуют элементы с широкими ДОР, то результирующая ДОР будут иметь большее число н большую ширину лепестков, чем в том случае, когда отдельные элементов имеют узкие ДОР.
Объяснить этот эффект можно тем. что при изменении взаимного расположения элементов относительно приемной антенны изменяются не только фазы сигналов. При формировании совокупносги элементов с узкими ДОР резче изменяются амплитуды парпиальных сигналов. Кроме того, в последнем случае результирующая и|перференнионная картина вторичного поля формируется в более узком угловом секторе пространства. Таким образом, исключение широконаправленных отражателей из архитектуры объекта приведет к увеличению дисперсии величины ЭПР, что, в свою очередь, уменьшит вероятность обнаружения отраженного сигнала и, соответственно. улучшит ралиолокапионную незаметность обьекта Если жс число элементов с узкимн ДОР ока кетов настолько большим, чго и' диаграммы будут совмещаться.
го при любом угловом положении объек1а всегда наидугся такие элементы, сигналы от которых буду1 склаты- Глава 15. Снижение ралнолоканнонной заметности ваться. Действительно, за счет интерференции сигналов от двух одинаковых элементарных отражателей с ЭПР о у каждого, суммарная ЭПР будет в пределах от О до 4п, имея в срелнем значение 2о. Таким образом, наличие элементов с олинаковой ЭПР увеличивают радиолокационную заметность.О На основе приведенных соображений можно сформулировать ряд принципов, которым нужно слеловать при создании облика малоотражаюшего объекта.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
