Каналы с переменными параметрами (1151929), страница 2

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 2)

Крометого, при когерентном сложении фазы всех суммируемых сигналов должны быть одинаковы. Поэтому дляреализации разнесенного приема необходимо измерять уровень и фазу сигналов, приходящих по разнымканалам, осуществлять их коррекцию и только потом суммировать. Значение h2 при оптимальномразнесенном приеме с когерентным сложением равно сумме значений hi2 в каждой ветви:Li2  t i 112 срh2  h12ср L1 L i2  t  2h hi2 ,срL i 1 12 срi 12где h12ср  hср/ L.Величина1 L i2  t  2 случайная.

Плотность распределения ее определяется видом замираний коэффициентаL i 1 1српередачи отдельного канала w(μ) и числом ветвей разнесения L. Ее среднее значение равно 1 независимо от видараспределения w(μ), а СКО обратно пропорциональноL . Следовательно, с увеличением числа ветвейразнесения при фиксированной суммарной мощности сигнала, передаваемого по всем каналам, глубинафлуктуаций на входе решающей схемы уменьшается и при L → ∞ стремится к нулю. На практике ограничиваютсячислом ветвей разнесения 3…6, поскольку уже при таких значениях удается получить помехоустойчивость,близкую к предельной.Разнесенный прием с когерентным сложением сигналов требуетоценки комплексных коэффициентов передачи по отдельным каналам.Существует ряд оригинальных схем для когерентного сложенияразнесенных сигналов.Рассмотрим работу одной из них (рис.

9.14) при отсутствиишума. В каждой i-й ветви разнесения действует полезный сигнал ui(t)= μi(t)sir(t). Предположим, что разнесение частотное, а модуляцияфазовая, хотя для рассматриваемой схемы это принципиальногозначения не имеет. Тогда ui(t) = μi(t){xr}cos (ωit + φi), где {xr} —последовательность символов сообщения, xr = ±1. В результатеРис.

9.13. Схема объединения каналов когерентного сложения должны получить сигналпри разнесенном приемеLu (t )   i2 (t )  xr  cos  0t .i 1При большом количестве ветвей разнесения, как было уже показано, этот сигнал должен иметьпрактически постоянную амплитуду. Используя его в качестве сигнала гетеродина, получаем на выходеперемножителя Пм1 в каждом канале в качестве одного из компонентов немодулированный сигнал вида uоп(t)= μi(t)cos ((ωi – ω0)t + φi), который несет в себе информацию о коэффициенте передачи канала μi(t) и о фазесигнала φi. В измерительном фильтре (ИФ), который обычно строят на базе системы фазовой автоподстройки,сигнал uоп(t) выделяется из смеси и затем используется как сигнал гетеродина при втором преобразовании.Тогда на выходе перемножителя Пм2 одним из компонентов будет сигнал μ2i{xr}cos (ω0t), который, собственно,и требовалось получить на входесумматора (Σ) в каждом канале.П м1ИФП м2fffСхемуобъединения1111f0f1каналов можно существенноупростить,еслиприсуммированиииспользоватьf2f2f22толькоодинсигналсf0f2максимальнойамплитудой.iТакойметодразнесенногоприеманоситназваниеfffавтовыборветвиснаибольшимLLLLf0fLсигналом.

Схема (рис. 9.15)содержит коммутатор каналов(Ком), который управляетсярешающим устройством. ВетвиРис. 9.14. Схема объединения каналов при разнесенномснаибольшимсигналомприеме с когерентным сложением сигналовопределяютизмерителикоэффициентов передачи μ.Поскольку при автовыборе теряется часть энергии принимаемого сигнала, помехоустойчивость будет ниже,чем при сложении разнесенных сигналов.12К омiL12В ы хо дLР е ш а ю щ ее ус тр о й с тв оРис. 9.15.

Схема объединения каналовпри разнесенном приеме с автовыборомДискретное сложение сигналов реализуется наиболее просто. В этом случае решение о переданномсимволе принимается методом мажоритарного сложения. Для однозначного принятия решения необходимо,чтобы число ветвей разнесения было нечетным: L = 2n – 1, где n = 1, 2, … . Ошибка при дискретном сложениивозникает в том случае, если число ошибочно принятых символов превысит n – 1. Вероятность такого событияимеет видPош  h  2 n 1 CLi Pошi  h  1  Pош  h  2n1i .inВ отличие от схемы разнесенного приема с когерентным сложением сигналов, где увеличение L прификсированной суммарной средней мощности принимаемого по всем каналам сигнала приводит кмонотонному уменьшению средней вероятности ошибки, во всех остальных схемах объединения каналов этазависимость носит экстремальный характер.

Это связано с тем, что при увеличении L уменьшается средняямощность сигнала в каждом канале и, соответственно, растет вероятность ошибок при приеме. Припревышении L оптимального значения Loпт рост вероятности ошибки на символ может превысить выигрыш отприменения разнесения и в итоге привести к снижению помехоустойчивости в целом.Передача и прием дискретных сообщений в каналахс небелым шумомВ канале с небелым шумом оптимальный демодулятор (рис. 9.16) представляет собой каскадноесоединение обеляющего фильтра (ОФ) и согласованного фильтра (СФ).

Если спектральная плотность шумаизменяется во времени, алгоритм обработки сигнала должен быть адаптивным. Для этого необходимо, чтобыобеляющий фильтр в схеме на рис. 9.16 был перестраиваемым [11, 131].u (t )ОФCФРис.9.16.Структурнаясхемаустройстваоптимальной обработки в канале с небелым шумомРешение задачи реализации ОФ, а также анализа работы РСПИ в условиях действия нестационарногонебелого шума существенно упрощается при дискретном представлении спектральной плотности мощностипомех.

В этом случае спектральную плотность мощности можно записать в видеN ( f , t )   N (iFп , t )П( f  iFп ),i 0где1 при ( !п − 0,5!п ) ≤ ≤ ( !п + 0,5!п ),П( − !п ) = "0 при других ,а Fп — интервал корреляции функции N( f, t) в частотной области.Схема обеляющего фильтра (рис. 9.17, а) содержит группу полосовых фильтров с полосой пропусканиякаждого Fп . Частотные характеристики этих фильтров перекрывают всю ширину спектра сигнала Fc = Fв – Fн (рис.9.17, б).

На выходе каждого из них оценивается уровень помехи, в соответствии с которым затем изменяетсякоэффициент передачи усилителя ,( , -) = , ⁄./( !п , -).Рис. 9.17. Схема обеляющего фильтра (а) и его частотная характеристика (б)Поскольку схема ОФ—СФ — основное звено оптимального демодулятора, работающего в условияхнебелого шума, оценим, как меняется отношение сигнал—шум на ее выходе при изменении параметровсигналов и помех. Пусть сигнал имеет амплитудный спектр S( f ), а помеха — спектральную плотность N( f, t).Тогда на выходе схемы ОФ—СФ отношение сигнал—шум определяется выражением2qОФ СФ (t )1  S 2 ( f )df N ( f, t ) 022S (f )01S2( f )df  df .N ( f, t )N ( f, t )0(9.7)Отметим здесь, что отношение сигнал—шум на выходе СФ имеет вид2qСФ(t )   S 2 ( f )df 02S2( f ) N ( f, t )df .0В зависимости от соотношения ширины спектра сигнала Fc и интервала корреляции помехи в частотнойобласти Fп можно рассмотреть два случая: Fп > Fc и Fc > Fп.

Для РСПИ, в которых Fп > Fc, нет необходимостивключать обеляющий фильтр, так как спектральная плотность N( f, t) практически постоянна в пределахполосы частот Fc. При случайном изменении N( f, t) отношение сигнал—шум — величина случайная изаписывается в виде2qСФ(t )S2( f ) df0N ( fн , t )2E,N ( fн , t )где fн — центральная частота в спектре сигнала. Соответственно, будет меняться и вероятность ошибки приприеме информации. Поэтому здесь, как и при замираниях сигнала, можно ввести понятие среднейвероятностиошибкиприприемеPош ( N )инадежностипопомехоустойчивостиР(Pош ≤ Pдоп).

Для их определения необходимо знать плотность вероятности w fн ( N ), а также способобработки сигнала при приеме и вид модуляции, т. е. функциональную связь значения вероятности ошибкис параметром q. Однако даже при известном распределении w fн ( N ) нахождение Poш(N) встречаетсущественные математические трудности. Здесь, как и во многих других случаях, целесообразновоспользоваться численными методами или методами математического моделирования. Значительно прощевычислить Р(Pош ≤ Pдоп).

Для этого надо задать Pдоп, рассчитать допустимое значение спектральнойплотности помехи Nдоп и затем, зная распределение w fн ( N ), определитьош≤доп=2доп30н(/) /.Перейдем теперь к случаю Fс > Fп. Здесь функция N( f, t) существенно неравномерна в пределах полосысигнала. На выходе ОФ—CФ при равномерном спектре сигнала S( f ) отношение сигнал—шум имеет вид2qОФ CФ (t )  0k2S2( f )2E1df ,N ( f ,t)k2  k1  1 i  k1 N (iFп , t )где k1 = [Fн/Fп] и k2 = [Fв/Fп] — целые числа.На выходе согласованного фильтра2qСФ(t )  2  S ( f )df02S2( f ) N ( f, t )df02 E (k2  k1  1)k2. N (iFп , t )i  k1Для оценки влияния ширины спектра сигнала на отношениепроанализировать, как меняется характер распределения случайных величинa (t ) k211k2  k2  1 i  k1 N (iFп , t )и b(t ) k2  k1  1k2сигнал—шумнеобходимо. N (iFп , t )i  k1Точный количественный анализ помехоустойчивости РСПИ требует знания конкретных законовраспределения помех в частотно-временной области и может быть выполнен численными методами илимоделированием на ЭВМ.

Однако качественные результаты, позволяющие оценить эффективность того или иногоспособа построения РСПИ, при некоторых упрощениях можно получить, не переходя к точным расчетам. Так, сувеличением ширины спектра сигнала (Fc → ∞, k2 – k1 → ∞) для a (t ) и b(t ) соответственно имеемa  lim a (t )  1/ N ( f , t );b  lim b(t )  1/ N ( f , t ).k2  k1 k2  k1 Можно показать, что при любом законе распределения w fн ( N ) верно неравенство 41⁄/5 ≥ 61⁄/7,причем разность a – b тем больше, чем больше дисперсия флуктуаций величины N( f, t). Проведенныйкачественный анализ позволяет сделать важный вывод: в канале с небелым шумом для повышенияпомехоустойчивости целесообразно использовать широкополосные сигналы, включая обеляющий фильтр навходе демодулятора.Адаптивный прием широкополосных сигналов с использованием ОФ для повышенияпомехоустойчивости РСПИ в каналах с сосредоточенными по спектру помехами не всегда применим.Основными причинами этого являются сложности технической реализации ОФ и трудности формирования иобработки широкополосных сигналов при ширине спектра сигнала выше десятков мегагерц.

Характеристики

Список файлов ответов (шпаргалок)