Костиков В.Г., Парфенов Е.М., Шахнов В.А. Источники электропитания электронных средств. Схемотехника и конструирование (2-е изд., 2001) (1096748), страница 38
Текст из файла (страница 38)
В его коллекторной цепи протекает ток При открытом диоде выпрямителя напряжение на вторичной обмотке постоянно и равно напряжению на нагрузке: Напряжение на первичной полуобмотке также постоянно, поскольку оно связано с напряжением У2 постоянным коэффициентом трансформации йт: Пока открыт диод, напряжение на первичной полуобмотке отлично от нуля, что приводит к изменению тока намагничивания трансформатора со скоростью Как только ток намагничивания в момент 2 = т! достигнет значения 2„„„„= 1,„, дальнейший его рост прекратится и скорость его нарастания станет равной нулю: Напряжения на обмотках, пропорциональные скорости изменения тока намагничивания, также станут равны нулю.
При этом произойдет отсечка тока диода выпрямителя. Из условия (4.7) установившегося процесса следует симметрия тока намагничивания, т.е. эа промежуток времени от 1 = О до 1 = тг он изменяется от — 1вх до +1вх, Изменение тока намагничивания ххах ах 21 „. В то же время 1" У, У «гп ав ~ ~,11 0 1'1т Ьгх Следовательно (lг 1вх — П ° Е,!т С учетом зависимости (4.10) из уравнения (4.11) имеем (4.
) Уг 1вх = 4/пяЕ гт (4.12) Ток диода, приведенный к первичной полуобмотке, равен разности между током 1 х и током намагничивания. Отсюда следует, что ток диода в интервале от 1 = О до 1 = тг падает линейно от своего максимального значения ап —— 21вх/1 до нуля. В течение интервала тэ (от $ = ту до1 = Т/2) напряжение на обмоткахтрансформатора равно нулю. При отпирании транзистора Ъ'Т2 в другом плече инвертора происходят процессы, идентичные рассмотренным.
Иэ условия (4.9) следует, что среднее за полупериод напряжение на первичной полуобмотке трансформатора При 1н хх сопэФ ю ('» — 1н) "1= — / (гп — 1н) 11+/ („— 1н)11 = „,( / к / гп паап ~ 1 — / Й— Т/2 о Т/2 /о (, т,,/ (4.15) Напряжение на нагрузке УвхВн Ун ах —. '4/пЬ!тМ (4.16) 4/и (4/п1 гт1гтЧ) Отсюда 1 хт 'у' 4/п1гт (4.17) Из баланса мощностей при отсутствии потерь с учетом уравнений (4.14), (4.15) и (4.1б) имеем Уг гз Увх — — / Уг гц = —, Т/2 Л Т/г ' Отсюда Уг = 4Увх. (4.13) Подставив уравнение (4.13) в формулу (4.12), получим 1вх = Увх/41п1'гт (4.14) Это уравнение представляет собой входную ВАХ инвертора, которая не зависит от сопротивления нагрузки Ян и коэффициента трансформации Йт.
Из условия (4.9) следует также, что средний за период ток емкости нагрузки С„ равен нулю. Ток нагрузки равен разности между током диода и током емкости. Следовательно, ас = 1п — 1. 226 Очевидно, что для рассматриваемого режима работы имеет смысл только неравенство д > 1, так как при д < 1 не будет происходить отсечки тока, импульсы тока диода примут трапецеидальную форму, а ток намагничивания примет треугольную форму. Напряжения на коллекторах закрытых транзисторов У„= 2У1 — — 2ЯУвх С учетом уравнения (4.12) входная мощность равна выходной: 1 ах = 1вхУвх = У,х/4/п1гт = Р» = 1 Ун и не зависит от параметров нагрузки, т.е.
инвертор является является стабилизатором мощности нагрузки с внутренней широтно-импульсной модуляцией и его выходная характеристика описывается гиперболой. Как следует из выражения (4.1г), режим с д > 1 можно задать выбором соответствующей частоты преобразования и значения индуктивности первичной обмотки трансформатора при заданной номинальной 227 Озс угу = И'ь/И'1з = 1680/44 = 38. У| = /эйтан'4.Им, Р1 = Р, ю/П ж 25/0,65 = 40 Вт. Х~~ = 1,44 10 ~5„И'~~/Ь = = 144 10" „е3,2 10 44 0,3 10 = 3 ° 10 Гк.
/к — /у/6. В,', = 310 кОм. К 310 10 40зЦ,бы 4 1,1з ° 38з 3 . 10-э 228 выходной мощности. Индуктивность в свою очередь согласно уравнению (4.8) обратно пропорциональна величине немагнитного зазора в сердечнике, а частота преобразования задается узлом управления. При выполнении условия (4.10), т.е. при е > 1, значение выходного напряжения согласно выражению (4.18) пропорционально входному напряжению У „, скважности импульсов д и сопротивлению нагрузки Я„. При изменении входного напряжения в (1ку„) раз, где у„= = сзУьэ/Уэ„— относительное изменение входного напряжения, для поддержания выходного напряжения на заданном уровне скважность импульсов тока должна быть изменена в (1ку„) раз. Напряжение нз выходе источника электропитания будет постоянным, если среднее значение напряжения на входной обмотке трансформатора постоянно.
Это постоянство, как следует из уравнения (4.12), при изменении скважности импУльсов Е в (1куь) Раз может быть обеспечено изменением входного тока инвертора в 1/(1к7„) раэ. Из выражений (4.15) и (4.12) следует, что т.е. для поддержания среднего значения У1 постоянным при изменении тока нагрузки в 1/(1 — 7;) раэ, где 7; = Ы„/1„— относительное изменение тока нагрузки, скважность импульсов тока должна быть ---- ° 11 Л7Р-М 5- тора в 1/(1 — 7~) раз. Входной ток инвертора равен току коллектора транзисторов ключевого компонента, который в режиме, Близком к режиму насыщения, зависит от тока базы: Таким образом, из анализа схемы инвертора с источником постоянного тока на входе следует, что регулирование выходного напряжения при изменении влияющих величин можно осуществлять регулированием входного напряжения инвертора, а также регулированием тока базы транзисторов инвертора.
Кроме того, скважность импульсов тока может регулироваться изменением частоты переключения транзисторов инвертора. Выбор и расчет схемы ключевого компонента инвертора с источником постоянного тока на входе Силовой каскад инвертора на выходную мощность порядка 25 Вт целесообразно выполнять по схеме с разделительным'трансформатором на входе и отводом от средней точки выходного трансформатора, Схема ключевого компонента инвертора показана на рис. 4.65, где в качестве ключей испольэовзны транзисторы типа 2Т847А.
Трансформатор содержит магнитопрозод типа Рис. 4.65. Схема ключевого компонента инзертарз Ш16х20, число витков каждой пеРвичной полУобмотки Игм = Игзз = 44. Число витков высоковольтной обмотки Иг, = 1680. Коэффициент трансформации Выходная мощность источника электропитания Р.„„= 25 Вт. Принимаем КПД равным 65 %. Входная мощность инвертора Немагнитный зазор з магнитопроводе трансформатора принимаем рзв- нымЬ=О,З 10э м. Индуктивность трансформатора, приведенная к первичной обмотке, определяется из выражения Сопротивление нагрузки, приведенное ко вторичной обмотке, Частота переключения транзисторов должна составлять Выбираем / = 16 кГц.
уточняем значение 4 при номинальном токе нагрузки: ~Ли 1 310'10 107 З Ч4/Ьт 38 4 16 10' 1о 229 9» ма» = 9»»»1,2 = 1,07 1,2»» 1,28. В д й при и „ 1д По И .4ю = — '* " = 90/192 = О 47 А 4/Хы Входной ток при (г,„ ДТ 1»»а 1»»»/9» ыа» = 0,39 А. 18 НН 1»»»и» = 0,3913,16 = 0,124 А. Скважность импульсов тока при 1, Ен»1» = 1,28 3,16 = 4,05. Д1' 230 231 Входное минимальное напряжение, обеспечивающее данную выходную мощность, И~» = ь|Р 4~1ы = 440 192 = 88 В. Для обеспечения постоянства 1Г при (г„»»»» 110 В При уменьшении тока нагрузки в 10 раз скважность импульсов увеличивается в т/ГО раз, т.е.
в 3,16 раза. Входной ток при 11„ ы„ и 1„ Выбор и расчет схемы управлеиия иивертора На рис. 4.66 показана схема узла управления, выполненная на логических микросхемах серии 530. Узел содержит генератор тактовых импульсов ГТИ, ТИ, вырабатывающий короткие импульсы с частотой Т)2 = 30 мкс. Выход генерзторз подключен ко входу счетного триггера РВ\ (микросхема типа 530ТЕИ ОТМ22, вырабатывающего импульсы управления, сдвинутые один относительно другого на 180 электрических градусов. Парафазные выходы триггера подключены к первым входам двух селекторов импульсов на логических компонентах 4И-НЕ типа 530ЛА1.
Вторые входы селекторов подключены ко входам двух ждущих мультивибраторов ЖМ. Последние служат для защиты высоковольтных ИЭП от неисправностей в триггере и пропадания синхроимпульсов ГТИ. Ждущие мультивибраторы запускаются через такт спадом импульса счетного триггера ВР1 противоположного плеча и вырабатывают импульс положительной полярности длительностью несколько больше Т(2. При остановке триггера или пропадании импульсов ГТИ ждущий мультиви- 6 ратор не запускается и нз их выходах формируется сигнал лог.
О, при атом на обоих выходах селекторов РР2.1 и РР2.2 формируются сигналы лог. 1, а Рис. 4.66. Схема узла управления инвертора Рис. 4.67. Схема формирователя импульса аварии на выходах предварительных усилителей импульсов РА1.1 и РА1.2 формируются сигналы лог. О, которые закрывают транзисторы ключевого компонента. Третьи входы селекторов объединены и соединены со входом ВКЛ инвертора. При подаче на вход ВКЛ сигнала лог.
1 разрешается прохождение импульсов через селекторы, а при подаче сигнала лог. 0 запрещается прохождение импульсов, что приводит к отключению высоковольтного ИЭП. Четвертые входы селекторов объединены и соединены со входом защиты ВЗ, который соединяется с выходом узла защиты. Схема узла защиты приведена на рис. 4'.67, Исполнительный компонент узла защиты (К8-триггер) выполнен нз логических схемах 2И-2ИЛИ-НЕ (ВР2.1, РР2.2) типа 530ЛР11. На вход К триггера (вход ДТ) подается сигнал с датчика, установленного в цепи эмиттеров силовых транзисторов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
