Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника (2000) (1095415), страница 52
Текст из файла (страница 52)
Поэтому подключение источника входного сигнала н нагрузки не изменяет режим работы каскада по постоянному току. Входное н выходное напряжения дифференциального каскада могут изменять свою полярность. Источник входного напряжения и нагрузка могут быть как симметричными, так н несимметричными (см. рнс. 6.33). Коэффициент усиления дифференциального каскада прп прочих равных условиях всегда больше, чем у каскада на одиночном транзисторе (6.56). При построении многокаскадного усилителя не возникает проблемы согласования режимов отдельных каскадов по постоянному току, причем в этом случае допускается непосредственная связь между отдельными каскадами. Это позволяет строить с использо- 262 Рнг 647 Скечя хеуклесляднн гИГ пя янфФерепцняллник лзг лякяк Глянем дифференциальных ьаскадоа многокасладные уснлнтелн ~ очень большим собственным усилением. На рис.
6.47 приведена схема двухьаскаднага УПТ, выполнен пая с нспальзананпем дву х днфференпнальных каскадов ) силенки. Иэ схемы видно, что, хотя для напряжения на эмнттерных резисторах ГГ, и справедлива полученное ранее выраккение (б.б!), увела. чсние ГГл нс прнводнт к снижению лаэффнпнента )снленйя последуюшйх каскадов. Все это послужило прнчянай того. ч1о дпффсренпнальный усн„итель является в настоящее время основой для проектирования многоиаскадных УПТ, особенно при использовании гнбрндной н полупроводниковой технологнн. Более деталька построение УПТ на основе днффереппиальных уснлнтелей будет рассмотрено в гл.
7. ада. ВЫХОклИМЕ УСИЛИТЕЛИ Я)О%НОСТИ Выходные усилители машностп обычно явля|отся выходными каскадами многокаскаднаго усилителя н предназначены для пол)- чения, как правнло, в низкоамной нагрузке требуемой мощности выходного снгнала. Исходными данными для расчета таких уснчнтелей являются заданные сопротивление нагрузки кк, и выдслнемая в ней мощность )т., Получение на выходе усилителя большой мощности предполагает рабату его транзисторов прн большнх значениях токов н напряжения. Отсюда следует, что одним нз основных параметров усилителя становится его КПД. К тому же переменные составляю. щне токов и напряжений в этом случае соизмеримы с настоянными составляющими снгналов. Поэтому на свойства усилителя начинает сильно влкять связь параметров транзистора с режнмамн его работы и нелинейность основных характеристик.
Это заставляет прн расчете выходных уснлнтелей мощности отказаться ат использования малоснгнальных моделей транзнсторав н расчет каскадов нести графическим илн графааналнтнческнм методом непосред- 263 ственно по характеристикам конкретных полупроводниковых прн боров. В выходных усилителях мощности должны использоваться транзнсторные каскады с малым выходным сопротнвлением, а вво днмые цепи ООС должны быть только по напряжению.
Все сказанное послужило причиной использования в выходных усилителях мошностн только двухтактвых схем усилення, обеспе чнвающнх работу выходных транэнсторов в режимах класса В н АВ. Прн этом уснлятели мощности могут быть выполнены как по трансформаторной, так н бестрансформаторной схемам. Развитие технологнн пронэводства полупроводниковых црнбо. ров привело к соэданню мощных биполярных транзисторов различного типа проводимости н 64ДП-транзисторов с каналами различного типа, Поэтому при построении выходных уснлнтелей мошностн все большее прнменекие находят бестрансформаторные схемы. Это, во-первых, позволяет упростить схемы усилителей н, во-вторых.
исключить нэ них крупногабаритные элементы — трансформаторы. плохо поддающиеся мнниатюрнзацни методами современной технологнн, По этой причине остановимся только на прнкцнпах построения бестрансформаторных схем. Простейшая схема бестрансформаторного выходного усилителя мошностк на биполярных транзнсторах разлнчного типа проводимости (комплементарных транзисторах) прнведенз на рнс. 6.48.
Основу схемы составляют два двухиолюсннка, каждый нэ которых состоит нз последовательно соединенных транзистора н источника питания, подключенных к обшей нагрузке. Эти двухполюсннкн прннято называть плечамн двухтактного усилителя. Эмиттерные переходы транзисторов чТ( н ЧТ2 включены параллельно н нз нх входы подается управляющее напряжение (7.. Так как в базовых цепях транзисторов отсутствует нсточннк смещеиня, в каскаде реализуется режим усиления класса В.
В каждый полуперкод входного напряжения ток нагрузки формируется своим плечом усилителя, а так как полярность напряжений источников питания плеч усилителя различна, в нагрузке протекает переменный ток. Определим КПД такого уснлнтеля. Предположим, что на входе уснлнтеля действует синусондальное напряженке с периодом т н он работает на чнсто активную нагрузку )с,.
Амплитуда выходного напряжения У, ~„равна уУ„где Т вЂ” относнтельная амплитуда выходного напряження уснлнтеля, О сус!. Тогда мощность, выделяющаяся в нагрузке, уэ„Я„Я'1Я„~Ъ У'.) (7У„)'/2Р„. (6.67) Для определения мощности, потребляемой уснлнтелем, найдем среднее значение потребляемого тока 264 г/г г г Рнс, 6 50.
Схема двухтактного уснлнтела мощностн, реалнзующего класс усиленна АБ Рнс. 6 49, Завнсныостн входной Р, „ выходной Р, н рассенваеыой мощностн в транзнсторах Р,г от относительной амнлнтуды выходного нанрвыенна Рнс. 6.48. Схема двух. тактного уснлнтела мощностн ка бвоолнрдых транзисторах различного твоа нрово- дныостн Т12 1, (2/т) Р„з(п 4й 21„ /Ф = 2Тух/нйю (6.66). в Тогда КПД усилителя будет равен КПД Р„/Р„= те/4 Т КПД (6.69) Максимальное значение КПД соответствует случаю у= ( и равно 0,786.
Используя выражения (6.67) и (6,69), запишем выражения для потребляемой н выделяющейся в транзисторе мощностей как функции параметра у Р„„Р„~КПД 4ТР„„/к; (6.70) (6.7() Зависимости мощностей Р., Р.„и Рта от параметра Т показаны на рис. 6.49, Из полученных выражений следует, что с увеличением амплитуды выходного сигнала КПД рассматриваемого усилителя монотонно растет. При этом существует режим, в котором мощность, рассеивающаяся в транзисторе, максимальна. Это значение соответствует относительной амплитуде выходного напряжения усилителя у=0,637. Следует заметить, что в реальных усилителях значение относительной амплитуды выходного сигнала всегда меньше единицы.
Поэтому величину КПЛ „следует рассматривать как теоретический предел для усилителей рассматриваемого типа, Ранее в $6.1.2 указывалось, что нз-за больших собственных нелинейных искажений режим класса В редко используется при построении усилителей н предпочтение отдается режиму класса АВ.
В этом случае несколько увеличивается мощность, рассеиваю- щаяся в транзисторе, и снижается КПД усилителя. Особенно это снижение заметно при малых значениях относительной амплитуды, т. е. при небольших значениях выходной мощности, что практи- чески не имеет принципиального значения. На рис. 6.50 приведена схема выходного усилителя мощности, в которой для обеспечения режима работы класса АВ использо- ваны дополнительные цепи смещения. Цепи смещения состоят нз резисторов смешения Й„~ и Й, ь образующих с диодами И)1 и УР2 нелинейные делители напряжения.
Использование в дели. телях диодов позволяет дополнительно обеспечить параметриче- скую стабилизацию режима покоя усилителя. Температурные из- менения напряжения иа диодах компенсируют температурные изме- нения напряжения эмиттерных переходов транзисторов. В отличие от схемы на рис. 6.46, в рассматриваемой схеме транзисторы включены по схеме с общим коллектором, что позво- ляет значительно уменьшить выходное сопротивление усилителя, ио при одинаковых напряжениях питания максимальное выходное напряжение будет меньше. Естественно, будет меньше и макси- мальная мощность, которая может быть снята с усилителя.
Для устранения этого недостатка предвыходные каскады усилителя необходимо питать от источника с повышенным напряжением, Общим недостатком рассмотренных схем является неабходи мость в двух источниках питания, ио поскольку через нагрузку протекает только переменный ток, этот недостаток можно устра- нить, подключив нагрузку через разделительный конденсатор к общему выводу схемы.
Принципиальная схема такого усилителя приведена иа рис. 6.51. Рассмотрим назначение элементов приве- денной схемы, Для формирования напряжения, управляющего выходными транзисторами УТ2 и УТЗ, в усилителе используется дополнитель- ный каскад на транзисторе ЧТ1, включенном по схеме с общим эмнттером. Резистор в эмиттерной цепи этого транзистора создает цепь последовательной ООС по выходному току, что стабилизи- рует режим работы каскада.
Резистор смещения рабочей точки й„„, транзистора УТ! под. ключен непосредственно к выходу усилителя. Это формирует цепь обшей параллельной ООС по выходному напряжению, стабилизи- рующую режим покоя усилителя н уменьшающую его выходное сопротивление. Резистор 1г,„ обеспечивает работу выходных транзисторов уси- лителя в режиме класса АВ, Для параметрической стабилнзацян эа6 Рис. В.бп Схема лаухтант. ного усилителя мощности на биполярных транзисторах с однополярным питанием Рнс.
632. Схема лиухтзхтного усилителя монгиостн иа МЛП-транзисторах этого режима используется терморезистор. Резистор 1т. является иагрузочным для каскада усиления на транзисторе УТ1. Ранее было отмечено, что при выполнении выходного каскада на транзисторах, включенных по схеме с общим коллектором„для получения полной амплитуды выходного сигнала предварительный каскад необходимо питать от источника повышенного напряжения. С этой целью в схему усилителя введены элементы 1тал и С,, образующие цепь положительной обратной связи по напряжению пктания. Часто эту цепь называют также вольтодобавкой, поскольку она увеличивает напряжение питания предварительного каскада усилителя. На интервале проводимости транзистора УТЗ конденсатор С,„заряжается от источника питания через резистор 1т,а.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
